解析PRT自激励振方式VRC软开关变换电源技术
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在开关变换电源电路中，将谐振型变换开关元件的励振、驱动方法定义为两类，即把设置有专用的励振和驱动电路方式叫作它激励振、驱动；把利用变压器反馈电路实现的励振、驱动方式叫作自激励振、驱动。这里阐述利用正交型变压器PRT反馈电路构成的自激励振方式电压谐振型软开关变换电源技术。
　　1 正交型变压器的控制技术
　　对于自激励振方式谐振型变换器的控制技术，尤其重要的是采用各种铁氧体磁心的正交型变压器
　　在开关变换电源电路中，将谐振型变换开关元件的励振、驱动方法定义为两类，即把设置有专用的励振和驱动电路方式叫作它激励振、驱动；把利用变压器反馈电路实现的励振、驱动方式叫作自激励振、驱动。这里阐述利用正交型变压器PRT反馈电路构成的自激励振方式电压谐振型软开关变换电源技术。
　　1 正交型变压器的控制技术
　　对于自激励振方式谐振型变换器的控制技术，尤其重要的是采用各种铁氧体磁心的正交型变压器PRT。图1是PRT构造和电感特性及电路图形符号。其中，图1(a)为旧单口型铁氧体磁心PRT；图1(b)为新双口型铁氧体磁心PRT；图1 (c)为PRT电路符号。比较它们的形状和电感特性后得知，新双口型PRT的磁路长度比旧单口型的磁路长度延长，磁阻增加。由于主线圈N的电感量Ln和控制线圈Nc的直流控制电流Ic的变化，使新双口型的Ln变化幅度和线性范畴都扩大了。
　　在图2中设控制线圈Nc流过直流Ic时产生的磁通为&c、主线圈N1或N2上流过交流电流I1时产生的磁通为&1。若图2(a)中箭头方向为正，则在磁路 A和D上的磁通&c和&1方向相反，磁通为&1-&c；而在磁路B和C上的磁通&c和&1方向相同，磁通为&1+&c。图2(b)中主线圈N1加载到磁路 B和D上的B-H曲线，相当于被Lc的变化而调制的磁滞曲线。由于加载到线圈Nc磁路A，B上的&1感生电压互相抵消，在Nc上不产生交流电压，所以 PRT的电流Ic信号就可以作为控制磁路B和D上的磁通量，把它作为可控电感元件，实现谐振型变换器的控制技术。图2(c)为这种PRT的电路符号。
　　2 自激励振方式电压谐振型变换器
　　开关元件在断开时，加在开关元件上的电压波形是LC谐振时产生的正弦波电压，也称之为电压谐振。利用电压谐振型变换器VRC电路和PRT的组合，可以构成各式软开关变换电源。常用的自激励振方式VRC的控制方式有如下几种：
　　2．1 并联谐振频率控制方式
　　图3为单管自激励振方式VRC的并联谐振频率f0控制方式的开关变换电源电路。图3(a)为电路图，图3(b)为控制特性图，图3(c)为工作波形图。
　　图3(a)中PRT的结构如图2所示，线圈N1与脉冲电流转换器PCC的电感Ls串联后，再与并联电路(包括VCBO&1 200 V的耐高压BJT管Q1、续流二极管D1、并联谐振电容Cr)串联。另外，有中心抽头的全波整流线圈N2与谐振电容Cs并联。
　　图中自激励振电路由下述元件和小电路构成，如启振电阻Rs，串联谐振电路(包括绕有1匝线圈的脉冲电流转换器PCC、限流电阻RB、定时电感LB、定时电容CB)，并联电路(包括箝位二极管DB，Q1的基极一发射极)。由此可知，这个自激励振、驱动电路的工作波形是低噪声、正弦波波形。
　　另外，在RB较小时．开关变换频率fS由LB和CB的串联谐振值决定，见式(1)：
　　为了表示VRC电路的谐振频率fo和输出直流电压Eo，在Eo端接上负载电阻RL后，分别设N1，N2的电感值为L1，L2；匝数比为n=L1／L2；滤波电解电容Ci两端电压为Ei，则等效电路的导出解析式结果fo及Eo。见式(2)，式(3)：
　　由式可知，若固定fs，控制PRT的可变电感L1，就可控制谐振频率fo和输出电压Eo。设fo&fs，&=2&fs，则如图3(b)所示，依据PRT控制原理，若控制Ic，就能稳定输出电压Eo的值。
　　当Q1截止时，产生的集一射间脉冲电压Vcp是L1+L2和Cr的并联谐振电压，其峰值是Ei的5～6倍，但Q1瞬断时的开关变换损耗较小。当负载功率 Po=&180& W，交流输入电压VAC=220 V，FS=50 kHz时，可以得到AC-DC的电能变换效率为&AC-DC=83％。从Ci端PRT的励磁电流I1和N2侧Cs的两端交流电压V2的工作波形可以看到，其基本上接近光滑的正弦波状，可以达到低噪声，满足实用的目的。
　　2．2 谐振电压脉冲宽度控制方式
　　在图3中，PRT的主线圈N1，N2是用&100&m单线捆成40～50根的绞合线绕制而成，它不但要保证铁氧体磁芯的绝缘间隙，还会造成体积增大。为了减少电路体积，可以想到，如果控制PCC的电感量Ls，也能对Eo进行控制。故将图 3的PCC换成图1的PRT，则用PIT一次侧串接PRT的方式构成了VRC，如图4所示。图4(a)为电路图；图4(b)为工作波形图。
　　这个电路的构成原理是，PRT和PIT的一次侧有LR+L1和Cr的并联谐振电路；二次侧有N2电感L2和Cs的并联谐振电路。图4中的V1和V2分别为两组的并联谐振脉冲电压。用电流驱动变压器CDT控制开关管Q1的断合工作。由于控制了PRT的NR电感LR，所以能够控制谐振电路V1的脉冲宽度 △T1，达到稳定输出电压E0的目的。电压谐振波形如图4(b)所示，图中的工作参数为fs=110 kHz，控制范畴为T1=3～4．5 &s，控制宽度为△T1=1．5&s，电能效率为&AC-DC=83％。
　　另外，除了图4用PIT一次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC之外，还有用PIT的二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC，这个电路的构成原理是，PIT的一次侧有L1和Cr、二次侧N2有电感L2+LR和Cs的这两组并联谐振电路。对于Eo的稳压，由于控制PRT的NR电感LR，所以能够控制二次侧谐振电压V2的脉冲宽度△T2。用PIT二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC的典型工作参数为fs=71．5 kHz，控制范畴T2=7～12&s，控制宽度△T2=5&s。
　　上述两种谐振电压脉冲宽度控制方式电路都不需要PRT的主线圈NR、控制线圈NC和磁芯间的距离，所以可以使之小型化。另外，上述的VRC是最大负载功率 Pomax&150 W的情况，在AC输入电压VAC=220 V时，为了确保开关元件Q1，PIT和PRT的可靠性，输入整流滤波电路几乎都设计成全桥整流方式。
　　由于供给VRC电路的直流输入电压Ei较高，伴随着VAC&&Ei&，则变压器一次侧的谐振电流&，Q1和Cr上的电压谐振脉冲电压Vcp&，其Vcp可高达1 500 V以上。所以，Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高压的元件，并且还要对Q1的饱和压降VCE(SAT)、下降时间tf及高频特性的大小有所限制。因此，对上述电路进行改进，得到如图5所示的升压型复合电压控制方式VRC。
　　2．3 升压型复合电压控制方式
　　图5(a)由PIT的三次线圈N3、升压二极管DB、主绕组有抽头的PRT(主绕组NR分为分为NR'和NR&线圈；NR'为升压控制线圈；NR&为谐振电压脉冲幅度控制线圈)、滤波电解电容Ci构成了升压型复合电压控制方式VRC。这就是用1组控制电路，同时能够控制升压EB和并联谐振脉冲电压幅度 Vcp，并达到Eo稳定的复合电压控制方式VRC。
　　设DB的正向导通电压为VF，PRT主绕组NR的总电感量为LR，PIT的一次线圈N1的电感量为L1，则从Ei和一次测VRC得到的升压电压EB，如式(4)表示。
　　式中：设NR&+N3=1．2N1；可变电感LR=0．2L1～1．2L1；EB为Ei～2Ei控制LR的变化，就能够得到2倍Ei值的电压变化量。当 NR'=NR&=14T时，LR的动态控制范畴约为6倍。负载功率Pomax的工作波形如图5(b)所示。对于VAC和Pomax的变化关系，如图5 (c)所示Ei和EB的描绘曲线。根据这种控制方式，控制EB就能使Eo稳定。随着VAC的上升，控制PRT的LR增加，让Q1和Cr上的电压谐振脉冲峰值Vcp固定为700 V左右，所以Q1可采用VCBO&900 V的低压器件。
　　电路典型参数：Pomax=180 W，Pomin=60 W，开关频率为100 kHz，Ci=1 000&F／400 V，Ci'=1 000&F／250 V，Cr=6 800 pF，C2=0．01 &F。在VAc=220 V时，效率达到&AC-DC=86％，基本可实现高效率和轻小型结构。这种VRC不但输出功率大，体积小，重量轻，而且是一个控制效果相当好的实用电路。
　　3 结 语
　　该电路的综合特点是：输出功率高，为Po&150 W；电能转换效率高，为&AC-DC&83％；容许输入电压变动范围宽，为VAC=220 V(-20 ％～+10％)，控制性能好，应用厂泛。
　　采用正交型变压器PRT构成的自激励振方式软开关变换电源技术，对于谐振方式，不仅有电压谐振型，还有电流谐振型。对于DC输出电压的控制方式，有并联谐振频率、谐振电压脉冲宽度、升压型、复合型等控制方式。但对于电流谐振型CRC(因与本题目不符，加之篇幅有限，故略)，还有开关变换频率、串联谐振频率等控制方式。它们都是基于控制PRT电感量实现自动稳定输出电压Eo的自激励振方式的谐振型软开关变换电源技术。
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