36V电车充电器改12V_百度文库
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36V电车充电器改12V
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预防电瓶过度亏电，改装汽车电瓶充电器的一波三折[待解决]
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楼主 电梯直达 楼
平时上班开电驴，汽车在市区内开的距离不远，跑个超市去趟广场来回不到10公里，相当于刚热完车就熄火了，汽车电瓶经常喂不饱，加上KK的天鹅3年了，有点力不从心，当初我还没太在意，直到上次加装电热后视镜时，车停了4天没开，没有打火就加热后视镜了，结果导致电瓶过度亏电，我停车的距离不足以推车打火，只好跑去单位借来了充电器急用，从此我就把这事上心了，之后加装后雨刷时留个心眼先借充电器回来备用，因为一要弄车子就要好几个小时开着车钥匙，如果打火又怕费油，不打火又怕推车。现在决定利用手头上的旧东西改个12伏电瓶充电器，其实淘个12V6A的汽车充电器也就30来元，跟电动车充电器的质量差不多。首先花了5块钱买了一对鳄鱼夹回来&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
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直播扎入！
改装电瓶充电器的首选就是电脑电源了。优点：1，做工精良（比电动车的充电器质量好得多）2，电流比较大，充电较快3，改装简单，便宜（花0.1-1元）4，各种保护电路很完善（即使短接12伏也不会损坏）之前很多摩托车修理店都用电脑电源改装来当充电器用，用了很多年质量都很好，因为经常要充买普通的专用充电器用不到两三年就坏了。缺陷就是只能浮冲，不能恒冲（后面再详细说）我手头上正好有一个旧的电脑电源，12伏电源有6A电流，拆开后里面有个494的IC，（有些是7500都是一样的），这个IC的可调电压范围非常广，0.3-50伏都没问题，而且改装非常简单，只需要改变494的第1脚的对地电阻就可以了，下图红圈处就是对地电阻（拍照时被旁边的电容挡了一点），把电脑电源的绿线和任意一条黑线短接后，插上电就启动了电源，虽说电脑电源标值是12V，但所有的电脑电源为了有效保护电脑主板，实际输出电压都在11.5V左右，而通常电源保护电路都在电压超过14V就马上启动，防止电压过高烧坏电脑主板，原厂电路板上一般这个电阻是10K左右，不同电源所用的阻值也不一样，在这先把494对地电阻换成了20K蓝色精密度可调电阻，对地电阻越小，电压越高。换上可调电阻后，从7.8V开始向上调，可恶的是我的世纪之星电源刚调到12.11V保护电路就马上启动了，保护启动后，只要通着电怎么样也调不的，只好关了电源，调大电阻后（降低电压），，再继续通电来调，反复试了好几次，最终电压只能稳定在12.10V，我这电脑电源设计得太过保守了，大多数电脑电源都是14V才开始保护，所以很多人把都电脑电源改成13.8V来使用，现在我的才得12.1伏，所以几乎对电瓶充不上电，如果要改高电压，最高有人调过到16V，只能去掉电脑电源的所有保护电路了，这点我又不想，只好宣布这次电脑电源改充电器以失败告终。虽然我失败了，但并不代表其他电脑电源不能改，只是我手上的这个世纪之星电源有点特殊而已，绝大多数都能改到13.8V，之前我也帮开摩修店的朋友改过，花20元买个二手电脑电源来改，质量稳定，只是不太好看而已待续…………今天华联超市全场（家电除外）买60元返10元，等我血拼回来再继续&&&&&&&&&&&&
我迅速扎入
哇~高人！！！电脑奇才
动手达人啊！！
速度期待中。。。。
在单位偶尔有一些不速之客不自觉的在公共通道的应急灯那里给自己的电动车充电，我们的保安替他们保管了充电器，时间久了后有一些没有人来认领，我从中选择了两个稍大点功率的充电器来试改12V充电器。用电动车充电器来改汽车&用的，如果改正后效果跟市面上卖的30多元的12V充电器一样优点有1，能恒冲和浮冲2，有保护电路功能&缺陷1，是电流偏小一点，当然也能改大的，成本也不贵，也就1-3元钱左右2，改装难度比较大现在我手上这个大功率充电器标签是60V的，260W，输出73V电流3A，一般普通的电动车充电器是130W左右，1.8A的输出电流。而实测电压是68.8V属于范围，通常充电电压最好比电瓶（铅酸蓄电池，不包括锂电池）电压高10-20%，太低了冲不进，太高了加速电瓶老化。现在的多数电动车充电器都是使用开关电源+TL431高精度稳压管（也有用494的IC)+LM324等四运放来组成3段式充电器，（电瓶电压很低时是第一阶段，充电器用最大电流来给电瓶冲电，电压上升到了第2阶段，充电流稍小一点，到了充满绿灯亮时，采用浮冲小电流继续冲电。前两个阶段属于恒充，就是充电电流相对固定的，浮充是电压越高电流越小，时时刻刻变化的电流，比如60V的电瓶，现在电压是50V,用73V3A的充电器来充，第一阶段电压是用3A电流来充，充到了60V之后到了第2阶段，变为2.5A电流来充，充到65V绿灯亮的第3阶段，开始浮冲状态，66V是1A，67V是0.9A&,68V是0.8A…………以此类推从上图看，橙色的是TL431，绿色的是电流取样电阻（控制充电电流），蓝色的是431的偏置电阻（控制电压），对于431我已经非常熟悉了，10多年前搞音响时做甲类稳压电源时，使用过，当时价格很贵4元一个，现在才要1元，稳压精度很高，之前做过7.8块电源板效果都不理想，什么伺服电源，317/337系列等工作时间久了都有电压飘移，而且当年电力系统没有现在这么完善，200W的电冰箱启动时，电灯都会暗一点，所以电压会飘移，经常反反复复的调，直到TL431出现，60伏的甲类电源从未超过0.1伏飘移。&&&&&&&&&&&&
终于等到找茬兄弟的这个帖了。强力顶起。
期待强贴，顶起来。
不是一般人玩得了
又没人了楼主好忙呀】
这是TL431的典型电路图，通过改变偏置阻值来改变电压，从理论公式上来讲，假如原来输出电压是60伏，你要改成12伏，就改上偏置电阻R1/（60/12），比方说60V的R1为20K，改为12V，R1'=20/5=4k,或是改下偏置电阻R2*(60/12),假如R2为10K，R2'=10*(60/12)=50K,允许各种并联改其中一偏置电阻，或是上下偏置电阻互相迁就一起改。这个并不难。但是最难是后面的要改哪个变压器的线组，初级输入是220V，次组输出有多个线组，除了60V的还有44伏和20伏，拆的时候要做好各种记号和所绕匝数，绕的方向，线组头尾，先后顺序。首先拆出变压器的磁心，要小心不要弄碎了，这种变压器多数采用三明治绕法，最外和最里面层是初级绕组，最中间才是大电流线圈，据说这种绕法干扰少，拆去第一层是初级绕组的一半是顺时针6匝，第2层是20伏的次级绕组逆时针7匝，到了第3层就要我要改的60V绕组逆时针15匝，如果要改成12伏的输出，就要按比例减少匝数，60伏是15匝，60：12=5：1，那么只需要3匝绕组就够了，由于是3A的大电流，该绕组采用4条漆包线并列来绕，而我想要贪图他的更大电流，把4条线对折，相当于8条漆包线同时来绕，这样就可以增大多一倍的电流，相当于6A，并且要把电流取样电阻并联一个一样的上去，一般是零点几欧的2W电阻，并列8条线绕了3匝，再把第2层，第1层按原来的样子装回去，把变压器装好后，再改了偏置电阻（要两样都要改，要不然会出问题的），电流取样电阻之后慢慢改都行，在220伏输入端暂时串一个普通的白炽灯泡，就是螺口哪种，来做限流器，如果通电后灯泡比正常暗好多，说明电路板没问题，如果灯泡发出正常的亮度说明电路板有问题。通电后灯光发出正常的光亮，我又失望了，反复查看之前的记录，原来重绕线圈时，我没有记录好绕组的头尾端，于是想再拆开重新来，但之前没做这项记录，重做多少次都是没用的，只好拿另一个充电器来改，可惜拆变压器时，磁芯被我拆碎了，再次宣告我的第二次电动车充电器改12V充电器失败。只能怪我运气不好，技术不过关了，别人有很多都能改成。&&&&&&&&&&&&
上次的大视野好像拉动了不少的地方经济&很多人都买来装了&这次又来了&大家去买充电器啊
楼主，你是干嘛的哦
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电动汽车车载智能充电器的研究
右理二大学一硕ｆ―譬南士 学位论文妻小．电动汽车车载智能充电器的研究石艳敏指导教师：陈文建顾建达教授 副教授论文级别：工程硕士 江苏省惠山中等专业学校２ ０１作者单位： 出版时间：１年３月杆毋警奄＋，ｌＩ伊｝‘｛争。０‰。掌．。ｌ，～；＃：￥｝ ≮々｝。冉ｑ筑ＮａｎｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＭａｓｔｅｒ’ＳＲｅｓｅａｒｃｈｏｎｌ ＡＵｔｏｍｏｃｉ ｌｅ Ｃ ｔｃｅｅｌ １ Ｅ１ｅｃｔｒｉｃ ｒＡｕｔｏｍｏｂｉｈｅＶＩｎｔｅｌ ｌ ｉｇｅｎｔ ＣｈａｒｇｅｒＢｙ－ＳｈｉＹａｎＭｉｎＵｎｄｅｒ ｔｈｅ Ｓｕｐｅｒｖｉｓｉｏｎ ｏｆＰｒｏ ｆｅｓｓｏｒＣｈｅｎ舱ｎ ＪｉａｎＡｎｄ ＧＵ Ｊｉａｎ ＤａＪｉａｎｇｓｕＰｒｏｖｉｎｃｅＨｕｉｓｈａｎＳｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｐｅｃｉａｌｉｚｅｄ ＳｃｈｏｏｌＭａｒｃｈ，２０ １ １Ｉ瓣；？：，．．， ．．，?一 ．。尸 声明本学位论文是我在导师的指导下取得的研究成果，尽我所知，在本 学位论文中，除了加以标注和致谢的部分外，不包含其他人已经发表或 公布过的研究成果，也不包含我为获得任何教育机构的学位或学历而使 用过的材料。与我一同工作的同事对本学位论文做出的贡献均已在论文研究生虢龇中作了明确的说明。０２Ｄ喇月歹日学位论文使用授权声明南京理工大学有权保存本学位论文的电子和纸质文档，可以借阅或 上网公布本学位论文的部分或全部内容，可以向有关部门或机构送交并授权其保存、借阅或上网公布本学位论文的部分或全部内容。对于保密 论文，按保密的有关规定和程序处理。研究生签名：更＿丝址。≥，，年弓月夕日Ｐ｝鬟《，Ｆ．牛ｇ囔｝。＆》Ｉ．叶；ｆ，。摘要节能减排、低碳生活是２ｌ世纪各国政府追求的目标，这就为电动汽车的发展带 来了巨大的商机。如何研发出高效、经久耐用的电动汽车车载智能充电器，必然成了 各个研发团队攻关课题。 论文首先对常用的车载智能充电器及锂电子充电方法进行了简要地介绍，并对充 电器系统进行设计。为了使整机效率达到９３％以上，在比较了多种拓扑结构和控制 方法后，选择了ＬＬＣ型串并联谐振变换器作为解决方案，然后运用Ｓａｂｅｒ软件对ＬＬＣ 半桥谐振变换器进行仿真，并进行模态分析。证明了在开关频率．而９坼的条件下谐振 网络呈感性，在宽范围内实现零电压开关，提升了电效率，降低了机器温升。 接下来，本文在对传统的功率因数校正模型进行改进的基础上，结合谐振技术提出了一种谐振单级功率因数校正主电路拓扑结构――平均电流控制技术的ＡＰＦＣ。并具体分析、设计该电路的占空比、输出电压、电感、输出电容、功率器件选择、取样电阻 Ｒ的设计等。关键词：车载智能充电器ＬＬＣ谐振变换器功率因数校正技术工程倾ｌ？学位论文电动汽车乍载智能充｝乜器的研究ＡｂｓｔｒａｃｔＥｎｅｒｇｙ―ｓａｖｉｎｇ，ｅｍｉＳＳｉｏｎ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｅｅｋｉｎｇｔａｒｇｅｔｓ ｏｆ ｅｖｅｒｙ ｇｏｖｅｒｎｍｅｎｔｌｏｗ ｃａｒｂｏｎ １ｉｖｉｎｇａｒｅｔｈｅｏｆ ａｌｌ ｃｏｕｎｔｒｉｅｓ ｉｎ ｔｈｅ ２１ｔｏｃｅｎｔｕｒｙ，ｗｈｉｃｈ ｏｆｆｅｒ ｔｈｅｅｎｏｒｍｏｕｓｂｕｓｉｎｅｓｓ ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｉｅｓｔｏｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ａｕｔｏｍｏｂｉ ｌｅ ｉｎｄｕｓｔｒｙ．Ｈｏｗｄｅｖｅｌｏｐ ｈｉｇｈ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ，ｄｕｒａｂｌｅ ｉｓ ｔｈｅ ｋｅｙ ｔｈｅｖｅｈｉｃｌｅ ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ ｃｈａｒｇｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ａｕｔｏｍｏｂｉｌｅ ＳＣｉｅｎｔｉｆｉＣ ａｎｄ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｃａｌ ｄｉｆｆｉｃｕｌｔｉｅｓ ｒｅｓｅａｒｃｈｔｅａｍｓ． ｇａｖｅａｔｏｂｅ ｔａｃｋｌｅｄ ｏｆ ａ１１Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｔｈｅ ｗｒｉ ｔｅｒ ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔｂｒｉｅｆ ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎｔｏｔｈｅｃｏｍｍｏｎｖｅｈｉＣｌｅ ａｎｄ ９３％ｃｈａｒｇｅｒ ａｎｄ ｒｅｃｈａｒｇｅａｂｌｅｌｉｔｈｉｕｍ―ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｍｅｔｈｏｄ，ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｔｈｅ ｃｈａｒｇｅｒ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ ｔｈｅ ｅｓｓａｙ．Ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ａｃｈｉｅｖｅｍａｃｈｉｎｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ａｆｔｅｒｏｖｅｒｃｏｍｐａｒｉｎｇ ｖａｒｉｅｔｙ ｏｆ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｗｉｔｈ ｃｏｎｔｒｏｌｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ａｓ ｒｅｓｏｎａｎｔｍｅｔｈｏｄｓ，ｃｈｏｓｅ ＬＬＣ ｓｅｒｉｅｓ―ｐａｒａｌｌｅｌｔｈｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ．ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，Ｔｈｅｎ ＵＳｉｎｇ Ｓａｂｅｒ ｓｏｆｔｗａｒｅ，Ｓｉｍｕｌａｔｅｄ ＬＬＣｈａｌｆ―ｂｒｉｄｇｅａｎｄ ｍａｄｅ ｔｈｅ ｓｔｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎａｌｙｓｉＳ，ｗｈｉｃｈ ｐｒｏｖｅｄ ｔｈａｔ ｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｎｅｔｗｏｒｋｉＳ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅ ｃｏｎｄｉ ｔｉｏｎ ｏｆ ｓｗｉｔｃｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｔ厶＜苁￡．ｒｅａｌｉｚｅｄｚｅｒｏｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈ ｉｎａｗｉｄｅｒａｎｇ，ｉｎｃｒｅａｓｅｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ ｍａｃｈｉｎｅ．ｏｖｅｒｒｅｄｕｃｅｄ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｒｉｓｅ ｏｆｉ ｔｓＴｈｅｎ，ｏｎ ｔｈｅ ｂａｓｉＳ ｏｆ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ ａｎｄ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ ｗｉｔｈｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｅｓｓａｙｒｅｓｏｎａｎｃｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｔｈｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄａｒｅｓｏｎａｎｔＳｉｎｇｌｅ ｇｒａｄｅ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔｃｕｒｒｅｎｔｔｏｐｏｌｏｇｙ…ＡＰＦＣｓｐｅｃｉｆｉｃａｌ ｌｙａｖｅｒａｇｅｃｏｎｔｒｏｌｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ａｎｄｔｈｅｅｓｓａｙａｎａｌｙｚｅｄ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎｅｄｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ ｏｆ ｔｈｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ，ｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ ｄｅｖｉｃｅｓ ａｎｄｖｏｌｔａｇｅ，ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ，ＯＵｔｐｕｔ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ，ｃｈｏｉｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓａｍｐｌ ｉｎｇ ｒｅｓｉｓｔｏｒＲ，ｅｔｃ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｖｅｈｉｃｌｅ ｉｎｔｅｌ ｌ ｉｇｅｎｔ ｃｈａｒｇｅｒ：ＬＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｐｏｗｅｒ―‘ｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ｉｏｎ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｌＩ目录ｌ绪论………………………………………………………．１ １．１课题研究的背景及意义……………………………………．．１ １．１．１新能源汽车时代的到来…………．．．．…………………．１ １．１．２国内外充电器现状……………………………………ｌ １．１．３影响电动汽车发展的瓶颈……………………．…………２ １．１．４电动汽车对充电技术的要求……………………………．．２ １．２本课题研究的主要内容……………………………………．．３ １．３论文结构： ……………………………．………………．．３ ２车载智能充电器的研究……………………．．…………………．．４ ２．１车载充电器方案简介………………………………………．４ ２．２车载智能充电器系统构成……………………………………５ ２．２．１系统硬件构成………………………．………………．５ ２．２．２系统软件设计……………．。………………………．．８ ２．３电动汽车电池管理系统设计……………………………．．…．．８ ２．３．１电池管理系统的主要功能………………………………．８ ２．３．２电动汽车对电池管理系统提出更高挑战……………………．９ ２．３．３电动汽车电池系统的层次化、模块化设计…………………．．９ ２．４锂离子电池的充电原理与充电方法……………………………ｌＯ ３ ＬＬｃ串并联谐振变换器的研究…．．．………………………．……．１２ ３．１谐振变换器原理…………………………………………．１２ ３．２谐振变换器的分类………………………………………．．１３ ３．３ ＬＬＣ串并联谐振转换器原理及设计…………………………．．１４ ３．３．１ ＬＬＣ谐振转换器的工作原理……………………………．１４ ３．３．２ ＬＬＣ谐振转换器中的零电压开关技术……………………．．１９ ３．３．３ ＬＬＣ谐振转换器中的输出电压调节………………………．２０ ３．４ ＬＬＣ型串并联谐振变换器参数分析与运用……………………．．２ｌ ３．４．１谐振参数分析………………………………………．２ｌ ３．４．２电路分析…………………………………………．２３ ３．４．３实验结果与波形………………………．……………２９ ４功率因数校正电路的设计………………………………………．３０１１１工程硕Ｐ学位论文也动汽车率载智能充电器的研究４．１有源功率因数校正电路相关原理……………………………．．３０ ４．１．１功率因数的定义及问题的提出…………．．．……………．．３０ ４．１．２常用功率因数校正方法……．．…．．．……．．．．．…………．３ｌ ４．２有源功率因数校正电路……………．．．．．………．．．………．．３２ ４．２。ｌ有源功率因数校正电路的工作原理．．，……………………．３２ ４．２．２ ＡＰＦＣ电路结构…………．…………………………．．３２ ４．２．３ Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ电路的分类……．．………．，……………．３３ ＣＣＭ工作方式下的ＡＰＦＣ电路……．．……一……………。．３４ ４．２．５关键电路设计…．。……．．…．．……．…．………，．。…．．３６４．２．４４．３谐振单级功率因数校正主电路及参数选取……．：……………．．．．３８５结论………………………。…………．…………．………．．４４ ５．１本文工作总结…………．，．…………．．…………………．４４ ５．２进一步的工作展望………．．…．…．．．……………．．………４４ 致谢．．．…．．．……………．．．…．．…．…………………………４５ 参考文献．。．。．．……．……．．．．．．．．。……．．．……………………．４６ＩＶｌ绪论．．?ｆ’。１．１课题研究的背景及意义１．１．１新能源汽车时代的到来 从八十世纪到现在，全球的汽车工业经历了从无到有长远的发展。汽车在人类的 工作、生活中成为不可或缺的工具，然而在创造无限经济价值的同时，汽车在行驶过 程中排放的温室气体已成为全球气候变暖的主要致因，伴随而来的能源枯竭和环境污 染更加让国家不堪重负。 节能减排、低碳生活是２１世纪各国政府追求的目标，这就为电动汽车的发展带 来了巨大的商机。如何研发出高效、经久耐用的电动汽车车载智能充电器，必然成了 各个研发团队攻关课题。 ２００１年，国家８６３计划首次设立电动汽车重大专项，并提出“三纵三横＂的研 究开发布局，新能源汽车已进入中国汽车产业的宏观构图。２００９年２月１７日，科技 部‘财政部、国家发改委、工业和信息化部共同启动实施节能与新能源汽车示范推广 工程，对１３个试点城市及我国节能与新能源汽车推广应用工作进行部署。全国两会 期间又提出“十二五＂期间将出台电动汽车充电、电池生产等统一标准。 １．１．２国内外充电器现状 随着我国充电器市场的迅猛发展，技术工艺的优劣直接决定企业的市场竞争力。 了解国内外充电器生产核心技术的研发动向、工艺设备、技术应用对于企业提升产品 技术规格，提高市场竞争力十分关键。 欧美地区对充电器管控比较严格，品质要求也很高。为了确保安全，充电器会逐 步要求增加电池的温度检测、定时关断、过充保护、甚至电池识别等功能。加上电动 汽车新标准的实施，国外对充电器符合安规，特别是ＥＭＣ方面也会更严格。美国西北 太平洋国家实验室开发的ＰＮＮＬ智能充电器可能会成为电动汽车的标准充电器。它能 与当地电力公司紧密连接，可以知道当地电力价格，以便让汽车在非繁忙时间充电， 这样一年可以为车主节省约１５０美元能源费用，能在电网超负荷时自动停止充电。 三洋电机株式会社旗下的三洋能源公司生产的车载智能充电器，具体地说是用于 实现车载插头与万能充电器的连接而进行充电，其主要采用车载插头与万能充电器连 接，低压极片设置在万能充电器上。在力．能充电器上分别设有ｕＵ Ｓ ＳＢ接口、ｍｉｎｉＢ接口及扩展接口。ＸｔｒｅｍｅＭａｃ公司全新推出的ｉＰｏｄ车用车载充电器适用于ｉＰｏｄ所有系列，Ｃａｒ Ｃｈａｒｇｅ是一款安全的ｉＰｏｄ充电器，因为它具有可更换保险丝的Ｉｆ‘稃帧Ｉｊ学位论文绪论设计，可避免因短路所造成的损害。 我国电动汽车的相关研究工作经过了“八五”和“九五’’两个五年计划和８ ３计划项目的支持，特别是“十五＂期间，８６ ６３计划项目又对电动汽车进行了重点支持，已取得一批重大成果并正在推动成果转化及产业化，并得到国际社会的广泛认 可。随着锂离予电池技术的进步以及对锂离子电池的认识加深，对充电器也会不断提 出新的要求，特别是对提高充电效率方面需加强研究。 １．１．３影响电动汽车发展的瓶颈 当前，影响电动汽车发展的瓶颈主要有以下几个方面： 瓶颈一：电动汽车动力电池的充电模式问题，对于锂离子动力电池来讲，采用慢充充 电虽然有它的先进性，可以提高充电效率，但是由于它的结构比较复杂，还没有成熟。 瓶颈二：基础设施。电动车的充电站的建设，充电站的限制是电动汽车产业化面临的 最大问题。国家电网已将电动汽车充电站并入智能电网统一规划，率先宣布２０１０年 将在全国２７个城市建设充电站网络，南方电网也在大规模铺开充电网络建设。 瓶颈三：对充电器的要求，要能够自动调节充电参数，在充电过程中，充电系统根据 电池管理系统和整车监控系统输出信息，自动控制充电。在充电过程当中，电池组或 电动车如果有异常情况时，如电池组短路、断路、高温、起火和有电池损坏时，充电 系统要立即切断电源，停止充电。而且要与整车ＣＡＮ总线通信，在充电过程中，充电 系统的信息可以预整车总线通信。要实现智能化充电计费，自动开票等功能。。１．１．４电动汽车对充电技术的要求 电池是电动汽车的关键动力输出单位，是电动汽车发展的技术瓶颈，而充电器则 是电池发展的技术瓶颈，有些电池与其说是用坏的，不如说是充坏的。基于此原因， 研究充电系统与电动汽车能量管理系统集成技术，可以为电动汽车其余部件节约出布 置空间，大大降低系统成本，并可优化充电效果，延长电池寿命。 该项目充电器应达到的性能如下：．１．采用ＬＬＣ谐振技术，整机效率高达９３％以上，提升了电效率，降低了机器温升。２．采用ＡＰＦＣ功率因数校正技术，ＰＦ＞０．９９，是真正的绿色电源。 ３．宽范围设定输出电压电流，可以大幅度提升充电速度，快充和慢充可以自由选 择。 ４．实现电池的智能化充放电管理和均衡充放电管理。 ５．采用隔离型桥式ＤＣ／ＤＣ变换器作为主体结构，安全性高。 ６．采用模块并联技术，提高系统可用度指标，易于维护。２工握亟』＝堂僮途塞．一！缸纳基生生嚣置篚荭！乜墨的蝤究７．保护功能完善，确保人员与车辆的安全。 ８．智能化程度高，按键及液晶显示屏（ＬＣＤ）组成的人机交互界面，操作方便。 ９．标准隔离ＲＳ．４８５和ＣＡＮ２．０Ｂ通信接口，实现与电动汽车蓄电池管理系统、微 机监控系统及其他扩展通信连接。 １．２本课题研究的主要内容? 在进行电动汽车的开发和制造的同时，必须进行电动汽车充电器及其充电管理系 统的开发，为电动汽车的推广使用积累经验。通过以上对电动汽车充电技术的介绍可 以看出，电动汽车车载智能充电器的研究是一个比较复杂的系统项目。此课题是有３ 人合作进行，本人主要负责前面二项任务：车载智能充电器谐振技术和功率因数校正 的研究。具体研究内容如下： 首先对常用的车载智能充电器及锂电子充电方法进行了简要地介绍，并对充电器 系统进行设计．ｏ为了使整机效率达到９３％以上，在比较了多种拓扑结构和控制方法 后，选择了ＬＬＣ型串并联谐振变换器作为解决方案，然后运用Ｓａｂｅｒ软件对ＬＬＣ半 桥谐振变换器进行仿真，并进行模态分析。证明了在开关频率ｆｏ＜ｆ＜ｆ的条件下谐振网 络呈感性，在宽范围内实现零电压开关，提升了电效率，降低了机器温升。 接下来，在对传统的功率因数校正模型进行改进的基础上，结合谐振技术提出了一种谐振单级功率因数校正主电路拓扑结构――平均电流控制技术的ＡＰＦＣ。并具体分析、设计该电路的占空比、输出电压、电感、输出电容、功率器件选择、取样电阻 Ｒ的设计等。 １．３论文结构： 第一章主要介绍项目背景及意义，研究现状和发展趋势。 第二章介绍电动汽车车载智能充电器的系统构成，主要讨论需求分析，实现的方 法。 第三章对谐振变换技术进行分析，提出ＬＬＣ型串并联谐振变换器。 第四章对功率因数校正技术进行分析，提出谐振单级功率因数校正的主电路拓扑 选择及参数分析，详细描述功率因数校正具体内容与步骤。 第五章对项目的进展和结果进行总结，并指出了研究中的不足，对今后的工作进 行了展望。。３Ｔ程颁｝学位论文车载智能充电器的研究２车载智能充电器的研究２．１车载充电器方案简介车载充电器一般用在各种便携式、手持式设备的锂电池充电领域。 车载充电器的设计既要考虑锂电池充电的实际需求（恒压ＣＶ，恒流ＣＣ，过压 保护ＯＶＰ），又要考虑车载电瓶的恶劣环境（比如瞬态尖峰电压，系统开关噪声干扰， ＥＭＩ等）；所以车载充电器方案的选取及电源管理ＩＣ必须要同时满足。耐高压，高效 率，高可靠性，低频率的开关电源芯片。 １．常见的车载充电器。图２．１车载充电器２．ＸＬＳＥＭＩ设计的单片车载充电器系列产品 单片车载充电器ＩＣ系列：内部除了常规的过流保护，过温度保护，输出短路保 护外，还设置了专用于锂电池充电的恒压ＣＶ，恒流ＣＣ，过压保护ＯＶＰ，其典型应 用电路如图２．２所示。 优点：专用于车载充电器的全集成方案，系统成本低，可靠性高；ＩＣ内部恒压 ＣＶ，恒流ＣＣ，过压保护ＯＶＰ都是通过控制ＰＷＭ实现的；因此，输出电压，输出 电流，输出过压保护的精度更高，响应速度很快。１３８】 （１）ＸＬ４００Ｉ典型应用电路ＣＩ■１ｌＩ．．４图２．２ ＸＬＳＥＭＩ设计单片车载充电器系列产品典啦应用示意图（ａ）（２）ＸＬ４００２典型应用电路图２．２ＸＬＳＥＭＩ设计单片车载充电器系列产品典型应用示意图∽（３）ＸＬ４１０１典型应用电路图２．２ ＸＬＳＥＭＩ设计单片车载充电器系列产品典型应用示意Ｉ圣ｌ（ｃ）（４）ＸＬ４１０２典型应用电路图２．２ ＸＬＳＥＭＩ设计单片乍载充电器系列产品典删戍｜｝｝Ｊ示意幽（ｄ）２．２车载智能充电器系统构成２．２．１系统硬件构成 ｌ、总体硬件设计 车载智能充电器系统采用电压、电流反馈的方法来达到恒压、恒流充电的目的，５工程颀Ｉｊ学位论义车载智能充电器的研究同时对充电过程中的各种参数进行检测和控制。电动汽车的车载充电器包括ＡＣ―ＤＣ， ＰＦＣ与ＤＣ．ＤＣ三部分，其中ＰＦＣ的效率至关重要。 充电器需要具有丰富的诊断与通信功能，还要确保电网与充电器的安全，因此充 电器的总体设计如图２．３所示。电抹检测２２Ｄ市电耳０ｌ鬯Ｄ３Ｔ１吲卜一岔Ｑ４ｃ２‘一］ｌＤ４斤关管过流检此充电器方案中的开关电源最大输出功率为３ＫＷ，交流输入范围为１７６Ｖ～２６４Ｖ， 充电器电路由主充电电路和辅助控制电路两部分组成。整个电路的工作过程描述如 下：单相交流电经过全桥整流后经过电容滤波，得到大约为３００Ｖ的直流电，再经过 由４只ＩＧＢＴ构成的逆变桥式电路，得到高频交流电，经高频变压器耦合至ｌＪ￥１１边，再 经过整流二极管对其进行整流，最后经过电感和电容滤波后得到稳定的直流输出ＩＺＪ。 从图２．３中可以看出，该充电器采用了三段式充电方式，由于每个阶段充电电压和 充电电流都不同，所以使用ＡＴＭＥＧＡ８单片机作为充电过程的控制设备，充电时单 片机检测充电电池的充电电压，充电电流，电池温度，防止电路过压和过流，电池 温度过高，还可以通过检测电池电压、电流值来决定是否该切换到下一个的充电阶段。 将采样所得的对应电压电流值与单片机给出的电压值和电流值相比较，通过ＵＣＣ３８９５ 来改变ＰＷＭ值，从而实现对功率管导通时间的控制，来达到在不同阶段得到不同稳 定输出值的目的。ｌｊ副 ２、主充电电路介绍 主充电电路采用全桥逆变电路，由４个ＩＧＢＴ管Ｑｌ、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４组成。Ｑｌ和Ｑ４ 构成超前桥臂，０２斥１：１ ０３构成滞后桥臂。超前桥臂可以实现零电压导通和关断，滞后 桥臂可以实现零电流导通和关断。工作时，上下桥臂之间的驱动电压反向，即Ｑｌ和Ｑ２ 的驱动电压反向，Ｑ３和Ｑ４的驱动电压也反向，Ｑ１和Ｑ２以及Ｑ３和Ｑ４在导通切换时的６一．一瞒斟…’查兰兰竺丘习Ｊ眦一陋坐叫～鳓图２．３充电器的总体设计一一｛蓁一～一一工猩亟！：堂僮途塞血动遗笙生戴鳖篚定！ｉ５墨的鲤纽死区时间是由移相控制器ＵＣＣ３８９５来控制的，通过调节Ｑ４相位的移动来调节超前桥 臂共同导通的时间来实现对占空比的调节，来达到改变输出功率的目的。 移相式９ＷＭ控制器的优点，自适应延时设定及关断等性能，可编程输出开通延 时，自适应延时设定，１Ｍ的最大时钟频率等特性，可工作在电压、电流两种工作模 式，可编程软启动／软停止，０－１００％的占空比可调。【３６】 ３、辅助控制电路介绍 辅助控制电路包括充电控制电路、电压检测电路、电流检测电路和温度检测电路。 充电控制电路采用ＡＴＭＥＧＡ８单片机进行数据采集和控制，该芯片具有６通道ＰＷＭ， 片内可编程看门狗定时器，其具有６路ｌＯ位ＡＤＣ和２路８位ＡＤＣ，能对来自端口 ＰＯＲＴＣ的８路单端输入电压进行采样。ＡＤＣ负责对充电时电压，电流，温度数据的 采集。 电压检测电路：电压采样电路由精密电阻和可调电阻构成，并且需要通过相应比 例环节将电池组电压控制在５Ｖ电压范围内，以满足单片机ＡＤ测量最大设定范围。 然后利用ＡＴＭＥＧＡ８内部的ＡＤ转换功能进行转换，其精度可以达到０．１Ｖ。由于采 用了单片机自带的ｌＯ位ＡＤ，在设计电路上减少了其复杂性，提高了其可靠性，为 了抵抗电气干扰和高压电击，电路中采用高速隔离光藕ＰＣ８１７隔离。 电流检测电路：通过在电路中串联一个阻值很小的采样电阻，将采样电阻上的电 压输入单片机ＡＤ转换通道进行转换，再通过相应地计算把电压值转换为电流值。 温度检测电路：温度采样选取温度传感器ＤＳｌ８８２０，它在测温精度、转换时间、 传输距离、分辨率等方面较ＤＳｌ８２０有了很大的改进，在本系统中，采用外接电源驱 动方式与系统连接。 ４、工作过程介绍 上电后，单片机首先检查电池是否接反，电池电压是否因为缺电而过低，如果电 压过低，先使用小电流给电池充电一下，使电压达到三阶段充电正常水平再开始充电， 如果电池电压正常则直接进入正常充电阶段【２１。首先进入恒流充电阶段，充电小于 ０．５Ｃ，～般取０．１Ｃ，电压会缓慢的上升，当电压到一定阶段（本例中采用６０Ｖ充电 电压标准）改为恒压充电，此时电池内阻会随着充电过程的进行逐渐上升，充电电流 会随着内阻的上升逐渐减小，当单片机ＡＴＭＥＧＡ８检测电流减小到一定的值（小于恒 流充电值的１／１０），则进入涓流充电阶段，充电电流一般取０．３Ｃ，在此阶段电池电 压会减小，当充电电流小于０．０１Ｃ时即可认为电池已充满，单片机会自动将电池从充 电电路中切除。在恒压阶段如果单片机检测到电池温度高于４５度则自动转入第三阶 段，待温度下降后再转入第二阶段。充满后通过单片机关断继电器，停止充电。７÷●ｉ，Ｔ程硕Ｉｊ学位论文车载智能充电器的研究笔？２．２．２系统软件设计 系统软件流程框图如图２．４所示。采用Ｃ语言编写系统软件，并将Ｃ语言编写的 程序在ＩＣＣＶＡＩ℃＂环境下编译，通过ＡＶＲｓｍｄｉ０４环境下调试完成。在编制软件的过程中， 对先恒流后恒压的控制方式要充分考虑到单片机检测充电机输出电压的检测点与电 池端之间的线压降。因此，在处理充电电流不断减小的过程中，只有控制充电机的输 出电压与线压降之间的平衡关系，才能使电池端的电压为恒定值。；；：’图２．４软件流程框图２．３电动汽车电池管理系统设计由于锂电池在过热、过充／过放电流、振动、挤压等滥用条件下可能导致电池寿 命缩短以致损坏，甚至会发生着火、爆炸等严重事件，因此安全性问题成为动力电池 商业化推广的主要制约因素之一。安全标准、安全评价方法、电池制造过程的安全与 可靠性控制以及通过讵负极材料、电解质与隔膜优选改善锂电池安全与可靠性是确保 大型动力电池安全可靠，实用化的关键。而电池管理系统作为电池保护和管理的核心 部件，不仅要保证电池安全可靠的使用，而且要充分发挥锂电池的能力和延长使用寿 命，作为电池和车辆管理系统以及驾驶者沟通的桥梁，电池管理系统对于电动汽车性 能起着关键作用。【３３Ｊｆ３４Ｊ２．３．１电池管理系统的主要功能 电池管理系统与电动汽车的动力电池是紧密结合的，两者起共生作用。电池管理 系统对电池的电压、电流、温度进行时时检测，同时进行漏电检测、热管理、电池均 衡管理、报警提醒，计算剩余容量、放电功率，报告ＳＯＣ＆ＳＯＨ状态，还根据电池 的电压、电流及温度用算法控制最大输出功率以获得最大行驶咀程、以及用算法控制王霆亟：￡堂僮逾塞！扛功遗互互戴蟹毖左生墨的丛究充电机进行最佳方式的充电，通过ＣＡＮ总线接口与车载总控制器、电机控制器、能 量控制系统、车载显示系统等进行实时通讯【３１，图２．５为电池管理系统的简单框图。，．。，?．电池管理系统ＰＡＣＫ＋ＰＡＣＫ．图２．５电池管理系统的简单框图■电池管理系统的基本功能： １）监测单体电芯的工作状况，比如单体电池电压、工作电流、环境温度等。 ２）保护电池，避免电池工作在极端条件下发生电池寿命缩短、损坏，甚至发生 爆炸、起火等危害人身安全的事故。 电池管理系统必须具备以下电路保护功能：过压和欠压保护、过流和短路保护、 过高温和过低温保护、为电池提供多重保护以提高保护和管理系统的可靠性。ｆ３５】１３７】 ２．３．２电动汽车对电池管理系统提出更高挑战电动汽车电池集成系统是一个开放的动力系统，它通过汽车级ＣＡＮ总线进行通信，与车辆管理系统、充电机、电机控制器协同工作，以满足汽车以人为本的安全驾 驶理念。因此，汽车级电池管理系统必须做到：满足ＴＳｌ６９４９和汽车电子的要求、 实现高速数据采集和高可靠性、汽车级ＣＡＮ总线通讯、高抗电磁干扰的能力、在线 诊断功能。 电动汽车电池集成系统主要功能为：电池电压和温度等信息的高速采集；实现电 池高效率均衡，充分发挥电池集成系统的容量从而提高电池集成系统的寿命，同时减 小热量的产生；电池的健康状况和剩余电量的估算和显示；高可靠的通讯协议；电池 的温度和散热管理，使电池系统工作在温度相对稳定的环境条件；漏电检测以及复杂 的地线设计。【２０Ｊ ｆ２５Ｊ ２．３．３电动汽车电池系统的层次化、模块化设计 电动汽车电池系统的电子芯片单元被划分成标准的电池模块，分布在汽车底盘不９工程颀ｌ：学位论文车载智能充电器的赴歼究同的位置，由动力总成和中央处理单元统一管理；每个标准电池模块也是有多个电子 芯片通过并联和串联组成，由模块的电控单元进行管理，通过ＣＡＮ总线把电池模块 的信息汇报给中央处理器和动力总成单元，中央处理器和动力总成单元把这些信息经 过数据处理以后，把最终的有关集成系统的信息如剩余电量、健康状况以及电池的能 力等相关信息通过ＣＡＮ总线汇报给车辆管理系统。车载中央处理器（如图２．６所示）。，……，…，＾。Ｉ卜号信入输部外∥Ｌ电池管理泰统 中央日瑶｝单元。控常ｙ号》?ＩＣＡ埘重馥８?－一?一书一－一－一．＝广一一一一―＠－?－－一： ｝本地电控单元 ｉ ： 本塘电控单元 ｉｌ广一－?一－＠一?一一． ： 本地崆单元１：Ｉ Ⅱ【曩｜Ｌ８Ｒ 够 ｛；ＫＬ，鼍１８吸 ｛ｅ８；１：ＩＩ●ＫＺＬ，囊１８Ｒ ｛； ８８；８Ｉ● ＩＩ器盈９双。ｒｒ｜ｏｚ８９宝ｘ ｌ：．；ｌ ｏｚＢ９ｘｘ。ｒ｜ｒｏｚ８９ｘｘ９ｌ！１电池组Ｉ玷●！！ｏｚ８９ｋｘ ．ｎ ? ．…．ｊ亡…………．彳｝…．名 ｉ一一ｉ诠…………ｊ争…，＇：；Ｉ １。ｌ。ｏ压９慈 ｉ……彳芒…………ｉ｝…．电池组｛电池组量碧电池组 岫蝴‰ｌｉ！呦螺呔２ ．．．．．…．．．ｊ－－ｉ １，－■．．．……ＥＣＵ梗块２电池组ｌ；薯电池组墨啊蝴疑ｎ ｔ―．一．―．一．一．一．．一一．一一一一一一一一．一一．…．．．．．ＥＣＵ模块ｎＥＣＵ梗块１图２．６层次化、模块化的电动汽车电池管理系统设计２．４锂离子电池的充电原理与充电方法 可充电锂离子电池是目前应用最广泛的电池之一，在使用中不可过充、过放。 正确使用锂离子电池对延长电池寿命是十分重要的。锂离子电池的额定电压为３．６Ｖ， 充满电时的终止充电电压与电池阳极材料有关：阳极材料为石墨的终止充电电压为 ４．２Ｖ；阳极材料为焦炭的终止充电电压为４。１Ｖ。一般常称为４．１Ｖ锂离子电池及 ４．２Ｖ锂离子电池。目ｌ；｛『使用的大部分锂离子电池的终止充电电压是４．２Ｖ，其终止放 电电压为２．５Ｖ＂２．７５Ｖ。低于终止放电电压继续放电称为过放，过放对电池会有损害。 锂离子电池充电分为两个阶段：先恒流充电，到接近终止电压时改为恒压充电， 电池以充电率为ｌＣ恒流充电，开始时电池电压以较大的斜率升压，当电池电压接近 ４．２Ｖ时，改成４．２Ｖ恒压充电，电流渐降，电压变化不大，到充电电流降为１／ｌｏｃ时， 认为接近充满，可以终止充电。锂离子电池在充电或放电过程中若发生过充、过放 或过流时，会造成电池的损坏或降低使用寿命。１４习（如图２．７）颓觅恒流懂压图２．７恒压限流充电法锂离子电池在使用过程中需要注意以下情况【４１： ｌ、锂离子电池不适合用作大电流放电，过大电流放电时会降低放电时间（内部 会产生较高的温度而损耗能量）。因此电池生产工厂给出最大放电电流，在使用中应 小于最大放电电流。 ２、锂离子电池对温度有一定要求，工厂给出了充电温度范围、放电温度范围及 保存温度范围。．３、锂离子电池对充电的要求是很高的，它要求精密的充电电路以保证充电的安 全。终止充电电压精度允差为额定值的４－１％，过压充电会造成锂离子电池永久性损坏。 ４、锂离子电池充电电流应根据电池生产厂的建议，并要求有限流电路以免发生 过流（过热）。在大电流充电时往往还需要检测电池温度，以防止过热损坏电池或产 生爆炸和起火。工程坝Ｉ‘学位论文ＬＬＣ串并联谐振变换器的研究ＬＬＣ串并联谐振变换器的研究．‘随着现代电力电子技术的发展，全球对降低能耗的需求正在促进节能技术的大力 推广。功率谐振变换器以谐振电路为基本的变换单元，利用谐振时电流或电压周期性 的过零，从而使开关器件在零电压或零电流条件下开通或关断，以实现软开关，达到 降低开关损耗的目的，进一步提高频率，因此得到了重视和研究。 目前，软开关技术已研究出了不少高效率的电路拓扑，主要为谐振型的软开关拓 扑和ＰＷｌＶｌ型的软开关拓扑。其原理是通过储能元件电感Ｌ和电容Ｃ的谐振，使开 关中的电流或开关两端的电压按正弦或准正弦的规律变化，当电流变化到零时使开关 关断，当电压变化到零时使开关开通，开关是在零电压或零电流的条件下完成开或关 的过程，使开关上的开通和关断损耗理论上等于零【６】。软开关的功率器件在零电压、 零电流条件下工作，功率器件开关损耗小。与此同时，ｄｕ／ｄｔ和ｄｉ／ｄｔ大为下降，所以 它能消除相应的电磁干扰（ＥＭＩ）和射频干扰（ＲＦＩ），提高了变换器的可靠性【７】。 ３．１谐振变换器原理谐振变换器由开关网络Ｎｓ、谐振槽路ＮＴ、整流电路ＮＲ、低通滤波器ＮＦ等部 分组成，其结构框图由图３．１所示【引。在图３．１中，Ｖｇ为直流电压源，提供输入功率； 开关网络Ｎｓ将直流能量变换为交流能量，其输出电压Ｖｓ（ｔ）为一个方波功率信号。 Ｖｓ（ｔ）含有基波和高次谐波，其频谱特性如图３．２－ａ所示。Ｖｓ（ｔ）是谐振槽路ＮＴ的输入 信号。谐振网络ＮＴ是具有带通特性的线性网络，其传输比定义为输出信号和输入信 号之比。电压传输特性描述了ＮＴ的频率响应，其频谱特性如图３．２－ｂ所示。由图３．２．ｃ 可知，如果ＮＴ是一个高Ｑ值的谐振网络，则ＮＴ的输出信号中只含有Ｖｓ（ｔ）中的基 波，高次谐波分量可以忽略不计，因此整流网络ＮＲ的输入信号为一个正弦量。假定 整流网络为全波整流器，则整流器的输出为全波整流波形，全波整流波形展开后，含 有直流分量和高次谐波分量，其频谱如图３．２．ｄ所示。从频谱分析观点看，ＮＲ的作 用相当于“频谱搬移”。假定低通滤波网络ＮＦ的转折频率远小于丌关频率，其频谱 如图３．２．ｅ所示。谐振变换器的调节原理，当丌关频率等于谐振网络的谐振频率时， 直流输出电压达到最大值：当丌关频率偏离谐振频率，直流输出电量降低，偏离越远， 直流输出电压越低ｐＪ。１２．Ｉ捏亟土堂僮途塞 开关网络一 谐振僧路一，生动基奎芏撬蟹篚左！也鳖的亟红 低通滤波网络整流电路图３．１谐振变换器框图珈嚷磅的鞭谮●晰的援谴国Ｍ镰小ｔ的簇话●ｌＩ撒骥出曩曲攘滋牡螃憾邋滤谈嚣的攮诸 秘Ｏ直魂辘搬电舔Ｏ图３．２谐振变换器的频谱３．２谐振变换器的分类 谐振变换器是利用谐振现象，使电子丌关器件上电压或电流按正弦规律变化，来 创造零电压开通或零电流关断的条件。它分为全谐振型变换器、准谐振变换器和多谐 振变换器三种类型一１。 ｌ、全谐振型变换器：也叫谐振变换器。它实际上是属于负载谐振型变换器，它 又可以分成３种类型：（１）串联谐振（２）并联谐振（３）串并联谐振 ２、准谐振变换器（ＱＲＣｓ）１９】１３工程硕ｔ‘学位论文ＬＬｃ串并联游振变换器的研究准谐振变换器是开关技术的一次飞跃，它的特点是谐振元件参与能量变换的某 一个阶段，无论是串联ＬＣ或并联ＬＣ都会产生准谐振，利用准谐振现象，使电子 开关器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件， 准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器 准谐振变换器（ＺＶＳ ＱＲＣｓ）。 ３、多谐振变换器（ＭＲＣｓ）【９－１０，１１ｌ 多谐振变换器的谐振回路、参数可以超过两个，三个或更多。多谐振变换器一 般是用来实现开关管的零电压开关。 为了保持输出电压不随输入电压而改变，不随负荷而改变，谐振、准谐振和 多谐振变换器都是要靠调整开关频率，所以采用频率调制控制方法。３．３ （ＺＣＳＱＲＣｓ）和零电压开关ＬＬＣ串并联谐振转换器原理及设计３．３．１ＬＬＣ谐振转换器的工作原理１、工作原理 ＬＬＣ谐振转换器主要是由一个带ＭＯＳＦＥＴ的控制器、一个谐振网络和一个整流 器网络。控制器以５０％的占空比交替为两个ＭＯＳＦＥＴ提供门电路信号，随着负载的 变化而改变其工作频率，调节输出电压Ｖｏｕｔ，这称为脉冲频率调制（ＰＦＭ）．谐振 网络包括两个谐振电感和一个谐振电容。谐振电感ｋ、Ｌｍ与谐振电容Ｃｒ主要作为一 个分压器，其阻抗随工作频率而变化（见式３．１），以获得所需的输出电压。［３９１在实 际设计中，谐振网络可由一个采用如图３．３所示的分段骨架的集成式变压器的磁化电 感Ｌｍ与漏感Ｌ１ｋ构成。而整流器网络对谐振网络产生的正弦波形进行整流，然后传输 到输出级。咒‘‰２而瓦Ｒ瓦ｏｆ．Ｏ丽ＷＬ．，。％（３－１）式中，％基本近似等于Ｋ。／２，而Ｒａｃ基本近似等于８ｎ２虼。ｌ／２砒Ⅲ式（３．２）给出了采用如图３．３所示的实际变压器时，ＬＬＣ谐振转换器的电压转 换比。在式（２）中可观察到两个谐振频率。一个由Ｌｐ和Ｃ，决定，记为（‘Ｉｐ，另一个 由Ｌｒ和Ｃ，决定，记为（‘Ｉ，。利用这个公式，可获得ＬＬＣ谐振转换器随频率和负载变化 的增益特性曲线，如图３．４所示。１４舾耄精争‰辨如‰＋ｋｎ舻?‰０。，。ｎ。翰ｊ．ｏ，ｊ．。、辚ｔ，：，一图３．３采用分段骨架的集成式变压器（ａ），变压器等效电路ｐ）图３．４ ＬＬＣ谐振转换器的增益曲线和ｊｔ：作区域图３．４中，每条曲线上以符号“＋＂标注的最高值被称为“峰值增益＂，位于两 个谐振频率（‘）ｐ和６０，之间。当输出负载越来越大时，峰值增益值逐渐减小，其位置向 更高频率移动。同时，以符号“×’’标注的（‘，，时的谐振增益却是固定的，不随输出负 载的变化而变化。增益曲线说明在ＺＶＳ状态下，随着谐振网络的工作频率增加，增 益减小，输出电压降低。Ｍ：丝监：圪（３－２）式中：气Ｌｐ…丽１带赤胁之后。２、ＬＬＣ谐振转换器的工作区域１５Ｔ程硕Ｉ’学位论文ＬＬｃ串并联谐振变换器的研究如图３．４所示，ＬＬＣ谐振转换器的工作区域可标注为“＋＂的峰值增益和标注为 “Ｘ＂的谐振频率分成三部分。首先，以峰值点为界，左边是ＺＣＳ区（或称为电容区）， 右边是ＺＶＳ－区（或称为电感区）。在ＺＶＳ区，谐振频率６０，的左边是下区域，右边是 上区域。当ＬＬＣ谐振转换器工作在ＺＣＳ区时，在开关瞬间有大量的反向恢复电流流 过ＭＯＳＦＥＴ，要充分利用最小工作频率的限制不让带ＭＯＳＦＥＴ的ＬＬＣ谐振转换器进 入ＺＣＳ区。 根据工作频率是大于６０，还是小于（Ｉ，ｏ，ＬＬＣ谐振转换器可以工作在上区域或下区 域，取决于两种工作模式的不同特性。一方面，当ＬＬＣ谐振转换器被设计为上区域 工作时，流到ＭＯＳＦＥＴ的环流小于下谐振工作上的环流，ＭＯＳＦＥＴ的传导损耗因此 减小，从而提高了工作效率。不过，次级端上的二极管为硬开关，故必须采用肖特基 或ＵＦ二极管来防止严重的反向恢复电流。另一方面，在下谐振工作的情况下，流到 ＭＯＳＦＥＴ的环流比上谐振工作的环流要大。不过下谐振工作允许次级端上的二极管 进行软导通／关断，所以就可以采用普通的快速恢复二极管。 ３、ＬＬＣ谐振转换器工作区域的选择步骤 图３．５所示是一个ＬＬＣ谐振转换器在１００％和１０％负载条件下的频域增益曲线。 Ｍ疗代表谐振频率再下的增益，它是固定的，不会随负载而变化。谐振频率是把ＺＶＳ 区域划分为上、下谐振工作的关键点。所以，当把Ｖｉｎ．ｍ瓠条件下所需增益设定至大于 Ｍ疗，则即使输入电压和输出负载都减小，所需增益也肯定不会小于Ｍ厅。这说明了 ＬＬＣ谐振转换器的工作频率小于对应Ｍ仔的丘，所以它总是工作在下区域。它输入电 压是功率因数校正来提供，最小输入电压３５０Ｖ、额定电压３８０ Ｖ、最大输入电压４００Ｖ，输出规格为１２０Ｗ１．５Ａ。另外，集成式变压器使用分段骨架，控制器采用的是带有两个ＭＯＳＦＥＴ的ＦＳＦＲ系列器件。图３．５ＬＬＣ谐振转换器的频域增菔曲线步骤１：选择ｍ和石，并计算哳利用式３―２，谐振频率石下的谐振增益嗨可由下式求得：１６Ｍｆｒ＿√＂ｍ；（３―３）式３―３中，ｍ和‘都由设计人员选择。若选择的ｍ值很小，峰值增益增加，且需 要较大的Ｌｒ。若ｍ值过小，需要外部电感，因为这时要在集成式变压器中获得高值 Ｌｒ实际上是相当困难的。另一方面，如果选择较大的ｍ值，则峰值增益降低。由于 ｋ比ｋ低，使用集成式变压器十分容易。一般而言，ｍ值在４￣７之问是比较合理的。 当ｍ和石分别设置为６ｋＨｚ和ｌＯＯｋＨｚ时，求得谐振频率下的谐振增益为１．０９。 步骤２：确定最大增益如果谐振电压下的圪ｉｍ雎ｌ被设定为大于最大输入电压Ｋｎ。一，则工作频率将总是低于谐振频率，于是设计出的ＬＬＣ谐振转换器就会工作在下谐振工作区域。 假定Ｋ咖ａｌ设为４２０Ｖｄｃ并考虑到余裕，电压峰值增益Ｍｍｉ。和Ｍ眦ｘ可计算得出：Ｍｍｉｎ＝４２０／４００ｘ１．１－－１．１６，Ｍ一２０／３５０ｘ１．１＝１．３１ 考虑负载瞬态和输入电压变化，峰值增益增加１０％的余裕，故合理的Ｍｍ觚值为１．４５。步骤３：确定集成式变压器的匝数比 利用步骤２中求得的有效输入电压Ｋｉｍａｌ和合理的谐振增益Ｍ厅，集成式变压器 的匝数比可由式３。４求得：以＝‰／２（‰，＋％）（３―４）式中，％。。和咋分别是次级端二极管的额定输出电压和正向电压降。如果需要调节匝数比刀，可回到步骤２，增加或减小有效输入电压Ｋ。咖ａｌ即可。在步骤２中，Ｋｊ栅ｌ已被假设为４２０Ｖｄ。。ｇｒ取１Ｖｄ。，集成式变压器的匝数比为ｎ＝４２０／２（１２０＋１）ｘ１．１＝１．９。图３．６根据峰值增菔和不同ｍ值找出止确的Ｑ ｇｌ子的夯找表利用图３．６所示的这种查找表，能够根掘峰值增益和不同的ｍ值找出萨确的Ｑ１７＿Ｔ程颀Ｊ：学位论文ＬＬｃ串并联谐振变换器的研究因子。利用ｍ值和前面步骤中获得的所需最大增益，可在图３．６中选出萨确的Ｑ因 子。一旦确定了正确的Ｑ因子，谐振网络的参数就可利用公式３―５求出。。?‘’ｃｒ＝１／（２尼线亿。），‘＝１／（２ｘｆ，．）２Ｃ，Ｌｐ＝‘×ｍ这里，Ｃ，和Ｌｒ分别为谐振电容和电感，ＬＤ为集成式变压器的初级端电感。（３＿５）在前面的步骤中，ｍ值选为６，考虑到了余裕的所需最大峰值增益Ｍ舳。求得为 １．４５。通过图３．６找出的Ｍｍ“对应的正确Ｑ因子为０．３５。当谐振频率为１００ｋＨｚ时， 谐振电容Ｃｒ为１９．１ｎＦ。考虑到出厂电容的标准值，一个２２ｎＦ的电容就足够了，最后可得驴１１５＃Ｈ，Ｌｐ＝６９０＃Ｈ。ｌｌ｜《锌＆ｅｌ 匕 ｌ＿Ｉｌｌ＋譬如～图３．７ ＬＬＣ谐振半桥隔离璎ＰＦＣ电路图３．７为ＬＬＣ谐振半桥隔离型ＰＦＣ电路。输入电压２２０ＶＡＣ，直流储能电容电 压３３０－－－４３０ＶＤＣ，输出电压２８ＶＤＣ，功率２２６Ｗ，ＬＣ谐振频率１００ｋＨｚ，ＬＬＣ谐振频 率３８ｋＨｚ，开关频率８０－－－２００ｋＨｚ。实验结果如图３．８所示，输入电压和输入电流为同 相的正弦波，最高效率为９１％。【ａ）输入电乐与输入电流（ｂ）喈振电路电乐４Ｉ流１８（ｃ）一次侧开关管ＺＶＳ（ｄ）二次侧二极管ＺＣＳ 图３．８实验测试波形３．３．２ＬＬＣ谐振转换器中的零电压开关技术谐振变换器的高效率优势源于它采用了零电压开关（ＺｖＳ）技术，电路中的功 率开关在其两端电压极低时导通。由于开关损耗和流经开关的电流与开关上的电压的 乘积有关，而电压几乎为零，故导通损耗非常低【１２ｌ。 零电压开关只有在电流波形滞后于电压波形时，才会出现。谐振电路使得电流 滞后于电压，图３．９显示了一个谐振变换器的模块示意图。利用半桥或全桥的电路把 直流输入电压转换为方波，再将方波馈入谐振电路。方波是由正弦基波和一系列高 阶谐波组成。在初步分析中，可以把方波近似为基波，可忽略高阶谐波的影响。４－Ｉｔ．Ｉ．一Ｖ，，ＣⅣ囟?捌咐曲ｅ．＊ｔｅａｅ．ｓｔ’?｝一‰．………，幽３．９ＬＬＣ谐振转换器模块示意图＿ｊｆＩｌ零电压开关波形－丁程硕上学位论文ＬＬＣ串并联谐振变换器的研究谐振电路产生电压波形基本分量和输出电流波形之间所需的相位滞后，波形非 常接近于正弦曲线。谐振电路带有的变压器，既用来调节输出电压：也用作基于安 全或电路考虑韵隔离。周期性输出电压波形被整流，产生所需的输出直流电压。 图３．９是第一级的输出电压和电流。谐振网络造成的相移会在方波电压和正弦电 流之间造成延时，从而实现零电压开关。当Ｑｌ关断时，谐振电流会流经Ｑ２的二极 管，形成续流，在Ｑ２上的电压几乎为零，因此导通损耗很低。而且，开关噪声更小， ＥＭＩ也会被降低。【ｌ ２ｌ 为了避免Ｑ１和Ｑ２同时导通，要在Ｑ１和Ｑ２转换之间加入一定的死区时间。 以Ｑｌ的关断波形为例子，流经开关的电流接近峰值。在关断期间的电压变化为满总 线电压，故关断步骤不是无损的。再说说Ｑｌ的输出电容的作用，设总线电压为４００Ｖ， 漏／源电压为１Ｖ，栅极驱动电压为１０Ｖ。在关断期『自Ｊ，电容会把漏／源电压钳位在ｌＶ。 因为ＣＧＤ电容只需要９Ｖ的充电电压而不是３９０Ｖ放电，所以需要的电荷远远少于 正常关断电荷的１／４０。所以，Ｑ１会因为它上面的电压低而迅速关断。但是，要想通 过增加大电容来实现零电压关断是不符合实际的，因为这会阻碍Ｑ２的零电压导通。 ＭＯＳＦＥＴ输出电容的影响，再加上一个并联电容，能降低部分关断的损耗，并 有助于接近理想状态。但是，必须要考虑Ｑ２关断和Ｑ１导通的交互转换。为了确保 Ｑ２的零电压开关， Ｑ１的电容要完全充电，而充电时间不能超过死区时间。在给与总线电压ＶＢｕｓ下该电容的充电时间ｔｓｗ，开关时的电流ｌｓｗ，以及有效漏／源电容Ｃｏｓ。ｆｒ 的关系如下：铲学’（３―６）蚝ｕｓ由设计条件预先来定。如果ＣＤＳｅｆｆ为零，将出现Ｑ１的硬开关和Ｑ２的零电 压开关。如果ＣＤｓ。仃太大，则出现Ｑ２硬开关状态。在轻载条件下，Ｉｓｗ很小，那么随着负载的减小，Ｑ２最终也会出现硬开关状态。ＣＤＳｅｆｆ的选择主要取决于ＭＯＳＦＥＴ的Ｃｏｓｓ。３．３．３ＬＬＣ谐振转换器中的输出电压调节零电压丌关的谐振转换器，必须确保电流波形始终滞后于电压波形。这种情况在 负载为电感型时发生，并且频率要高于谐振频率。在增益特性方面，电压增益随频率 下降，控制电路可以通过改变输入方波的频率来调节输出电压，这会改变系统增益， 从而产生调节的输出电压。 在理想情况下，增益特性应该与负载条件无关，而且增益和频率范围都应该很易 于调节。可是以标准谐振转换器为例，串联谐振转换器的负载范围很窄，因为增益特 性随负载变化很大；而并联谐振转换器的输入电压范围很窄，轻载下效率也很低。而 ＬＬＣ转换器可以避免这些问题。２０互捏亟：ｉ：堂焦途塞盥麴遗芏芏亟翌能荭盥墨笪丛塞图３．１０显示了一个ＬＬＣ转换器的增益特性。在增益与频率的关系图中，给出了不 同负载条件下的增益曲线。ＬＬＣ转换器有两个谐振频率，分别为６０Ｋ．Ｈｚ和１００ＫＨｚ。 所有增益曲线，不论负载如何，都相交于第二个谐振频率１００ＫＨｚ处。 对于这种设计，谐振频率Ｆ的增益为１．２。如果输出电压设定为１２Ｖ、匝数比为 ４０：１，那么将出现在４００Ｖ输入电压下。不论负载如何，忽略损耗情况，频率将保持 不变。 如果输入电压上升到４８０Ｖ，此时控制电路必需把增益降低到１．０，才能保持１２Ｖ 的输出电压。在这种情况下，频率将在满载下的１ １５ＫＨｚ和２０％负载条件下的１３０ＫＨｚ 之间变化，从图中可看出，正是对应的负载条件下的增益曲线与增益＝１．０这条线相 交处的频率。所以说当偏离设计的输入工作电压时，频率便会发生一些变化，轻负载 下开关损耗就会增加。【２８】【３０Ｊ【３１ｌ图３．１０ＬＬＣ谐振转换器增益曲线示例－、对于更高的功率级，通常会带有功率因数校正前端级。ＬＬＣ转换器的设计使得 几乎在所有工作条件下ＰＦＣ级都产，Ｌ恒定输出电压，频率不随负载改变而变化。３．４ＬＬＣ型串并联谐振变换器参数分析与运用３．４．¨皆振参数分析ｌ、电路拓扑图３．１５为ＬＬＣ型串并联半桥谐振变换器电路，主丌关管Ｓ１和Ｓ２是固定５０％【与 空比互补导通，Ｌｒ、Ｃ，与变压器的并联电感Ｌｍ构成ＬＬＣ谐振网络，整流二极管直接２ｌ工程硕士学位论文ＬＬＣ串并联谐振变换器的研究连接到输出电容Ｃｏ上。Ｄ．２ ｋ７● ， 扮 ｋＺ 【魏霞｜玟２ 【２ 譬域ＬＬＣ有两个谐振谐振频率，分别为Ｌｍ与Ｌｒ、Ｃ，产生的串并联谐振频率‘ｕ工２芴习霞ｉ１丽以及Ｌｒ和ｃｒ产生的串联谐振频率ｚ ２乙丽１２冗ｑ（Ｌｒ＋Ｌｍ、）Ｃｒ‘ｊ。２冗＿ＬｒＣｒ２、参数影响 ＬＬＣ谐振变换器是在串联／并联谐振变换器的基础上改进而来，由于较前两者 多了～个谐振元件其设计运用也变得复杂。根据交流分析法得到ＬＬＣ谐振变换器的 输入输出特性为：蚝２吃ｒｏ２五１丽鬲萧１丽，ｐ７）式中心２等；舻丢詹黼黝莪曲姒咪鹏Ｉ边叭匕品质因数Ｑ ２笼。（１）足的影响对于一个输入输出和功率一定的变换器而言，匝比ｎ固定，如图３．１６（ａ）所示， 在某一Ｑ值下，不同的ｋ值所带来的影响叮以描述为：随着ｋ值的增大，最大增益 在减小，在输入电压较低时也许达不到所要求的输出电压，且随着ｋ值的增大，为保 证所需的输出电压使得变换器的工作频率范罔变宽，这不利于磁性元件的工作；但ｋ 越小则Ｌｍ越小，Ｌｍ两端电压值一定，由于感值的减小其电流峰值增大，而原边，Ｉ： 关管关断时流过的臣口为激磁电感的峰值电流，存在较大的关断损耗，但若此关断电流 过小则会影响到零电压开通，故ｋ值的选择应择中考虑丌关频率的范围、零电压＿丌通 及较小的天断电流。囝｜。ｙ ，②扣／０）ｋ－，－ｌ ２伉』ｘ，ｌ＞，ｌ?② ③（珏‘ｒ。５）瓯０ｒ，２）④｝诊Ｏ．｜ Ｖ ｙ。 Ⅺ １０） 多≯”ｋ＝５枣冬 ｝ｋ④ｋ＝－ｌＯＧ毋。１０）ＺＯ．以惦 ／／ ｛ 力／‘一＼ ≤器 窆≤～．： ＂－＇－－－－－．２ 芝鼍囊‘蛰警毫套ｂ（ａ）不同知值下的直流增益ｌｌ口；ｏ ｆ １ｙ＞，Ｑ鼍．，②Ｊ，‘ Ｓ。ｉ ，’ ｌ ｆ 、｝，◇一０．６Ｊ刁除‘＿’＿?Ｉ ＼】厶，力／，／ｌ ｜＼ ／ ｌ ’｜ ≯ ＼，＼、、一，为》／＠（）一１０～．－．矿 ＿－－一／。―一。／（ｂ）不同Ｑ值下的直流增益，图３．１２不同参数对直流增豁的影响（２）Ｑ的影响‘、在确定了ｎ和ｋ值的情况下，Ｑ值的大小直接关系到直流增益是否足够大。对于 特定的输入电压范围Ｑ值越小，所埘应的丌关频率范围越小（对于ｆｏ＜ｆ＜ｆｉ这种工作 模态而占），有助于磁性元件的工作；但对于确定了的Ｌｍ和Ｌｒ，Ｑ越小Ｃ，越大，谐 振腔的阻抗变小，使得变换器的短路特性变差，在负载较重的时候尽量选择较小的Ｃ，以达到要求的输出电压。３．４．２电路分析 由于当丌关频率ｆ＜ｆｏ时ｉ，ｆ生，ｒｌ谐振网络呈容性状态，不利丁开关管的ＺＶＳ开关， 在此我们不讨论了。工程颁－。学位论文ＬＬＣ串并联谐振变换器的研究而筋时的不同就在于由于筋在Ｓ２开通期间Ｌ和Ｃ，谐振，谐振电流‘大于激磁电流ｉｘ朋，Ｓ１关断露对Ｃ１、Ｃ２充放电使得矗下降，当Ｓ２ ＺＶＳ开通后０迅速下降，下降到沪ｆＬｍ没有能量传送到副边，此时副边整流二极管完成换流，开始了另半个周期对称的工作过程，可见Ｌｍ一直未参与谐振，与ＬＣ串联谐振相同，同时整流二极 管上电流连续，换流时会由于反向恢复带来损耗。所以下面以开关频率范围尼＜阿来分析ＬＬＣ谐振电路的工作过程。在．届争诉频率范围内变换器会因负载不同带来不同的工作过程，当电路工作在．局气阿范围内时，ｋ与Ｃｒ等效成一个电容，谐振阻抗是呈感性还是容性则需要根据频率和负载的轻重（Ｑ值大小）而定。运用Ｓａｂｅｒ软件对ＬＬＣ半桥谐振变换器进行仿 真，并进行模态分析。其主要参数设计如Ｆ：变换器Ｖｍ＝２７０Ｖ，Ｖｏ＝３６０Ｖ，额定功率 ５００Ｗ，谐振网络参数如下：ｋ＿２７．４ １．负载处于满载时 从上半个周期的Ｊ：作过程来分析，满载情况下的模态分析及仿真波形分别如图 ３．１３及图３．１４所示。ｋｕｎｌ，ｔｍ＝１３７／．ｔｆ，Ｃ一２．４ｎＬＭｏｄｅｌ（ｔ０＂－－－ｔ１）：ｔＯ时刻Ｓ２关断，谐振电流对Ｃ２、Ｃ１（分别为Ｓ２、Ｓ１的寄生电容） 充放电，Ｓ１端电压开始下降，当降为零时Ｓ１的体二极管导通，为Ｓｌ的ＺＶＳ创造条 件。变压器原边电压为上正下负，Ｄ１和Ｄ４同时导通，Ｌｍ两端电压被箝位为ｎＺｏ， ｆＬｍ线性上升，谐振只发生在ｋ和Ｃ，之间，Ｌｍ未参与谐振。 Ｍｏｄｅ２（ｔｌ＂－－－＇ｔ２）：ｔｌ时刻ＺＶＳ开通，谐振电流以正弦形式流经Ｓｌ。流过Ｄｌ的电 流为‘与ｆＬｍ之差折合到副边的值，由于Ｔ＞Ｔｒ，露经过半个周期谐振之后Ｓ１仍开通， 当‘下降到ｆＬｍ时流过Ｄ１和Ｄ４电流为零，实现了整流二：极管的ＺＣＳ关断。Ｍｏｄｅ３（ｔ２～ｔ３）：Ｄ１和Ｄ４ ＺＣＳ关断后变压器原副边完全脱开，谐振网络不再向副边传输能量，Ｌｍ便不再被箝位于，ｚ％，Ｌｍ与Ｌ，、Ｃ，一起谐振，由于ｈ较Ｌｒ大得多，此时的谐振周期明镀变长，近似认为‘保持不变。ｔ３时刻Ｓ１关断。 下半个周期的分析与上述过程对称，这罩就不再详述了。?、从模态分析町见整个工作过程中包括了两个谐振过程，一个是Ｌｒ和Ｃ，的谐振， ’另～个则是Ｌｍ与Ｌｆ、Ｃ，一起谐振。２４Ｄ ２ 【Ｚ叫Ｉ∈Ｄ。２ ＩＺ 【Ｄ，亨’与（ａ）ＭｏｄｅｌＤ２ｋ２Ｆ卜∞，ｌ ｌＰ，２ 【２ ＣＤ。皇’唁 ＿Ｉ＿（ｂ）Ｍ，Ｍｅ２Ｄ，２‘●土２叫ｌ【Ｄ。Ｄ：２ｌ２（ｃ）Ｍｏｄｅ３图３．１３满载情况下的模态分析丁程硕十学位论义ＬＬｃ串并联谐振变换器的研究／ ｌ ● ， ／＼ ＼ ＼ ， ／／＼ ＼。ｌ，一、 ／／、．／／ ＼ ／、。７ ＼ ＼ ／ ／＼ ＼ ＼ ／ ，／，∑ ’ｐ’～Ｕ，―＿―．．。 ―＿■■一厂＼ｋ―’，、～ｉ、／一 ＼ ，＿■＿。■、，一＼二 广一鑫各主要仿真波形＼厂”／’（ａ）ｆ。 ｝，ｌ１Ｖ，ｂｌ ％―●ＦⅣ一一ＺＶＳ气ｔｆ．Ｌ． ｛７（ｂ）Ｍ《）Ｓ管的ＺＶＳ波形图３．１４满载情况卜．的仿真波形２．负载处于轻载时（圪＋％）寺＜，ｚ圪， Ｌｍ’Ｌｒ当负载变轻时，谐振电容上的电压变低，如果其两端电压降到满足条件：（３―８）。、副边整流二极管不会导通。从ｉ，和ｆＬｍ的波形可以看出，向副边传输的能量相对 较小，原边有较大环流存在，这使得变换器在轻载时损耗较大，但也正是较大的坏流 保证了丌关管在较轻载时也能实现零电压丌关，其仿真结果如图３．１５所示。２６工程亟±堂僮淦塞立功遗至至惑眢建在出墨笪丛蕉…ｌ－＿－、ＪＩ，７’一一＿＿Ｉｙｈ，／＿?―一―、＿，Ｉ－，’ｒ…。。一Ｉ ――、．Ｉｌ｛ Ｉ Ｉｒ――Ｉ Ｉ，＼／ ＼／＼‘、／ ”＼／ ，＼。 厂∥ ‘、。 、 ＼ Ｓ， 石≯”、咚． ｉ≥知一一”，艺篇Ｐ７＼’／三＼ｊ，．、≮≥》．■●―”一（ａ）ｒ｜。各主要仿真波形｝’Ｖ０／ＺＶＳｋ％；｜ｌｏ（ｂ）ＭＯＳ管的ＺＶＳ波形图３．１５轻载情况下的仿真波形３．负载处于过载时 负载过重时谐振电容两端电压纹波较大，当满足条件：，‘Ｖｔｎ＋吃’焘Ⅻ圪，。、‘３９）其工作过程较满载情况下有所不同，在谐振电流ｉ，下降到等于ｆＬｍ后由于有太多的能 量存储在谐振电容上，较高的瞻，会使整流二极管导通，进入另一个谐振过程。从图 ３．１６（ａ）的‘和ｉＬｍ波形可见这个谐振过程丌关管的关断电流（即为‘的一部分）很小， 小于ｉＬｍ，会使另一ＭＯＳ管的丌通欠去零电压丌通的条件，如图３．１６（ｂ）所示，谐振 回路旱容性阻抗。２７工程硕Ｉｊ学位论文ＬＬｃ串并联谐振变换器的研究、～一Ｉ．．／ＮＩ／■ｋ―． 一一，“ｌ ！ ＼ ｉ／、，厂▲一．一一一ｔＶｏｌ 一和厂．、／≮ｋｉ７５ ２／＾～―／～／＼／、 ｋ／／／＾＼／＾＼／＾、。／ ／＼＼。√／＼、ｊ／、 ｉ、√，／＼＼―／弋―厂。 －＼Ｊ一， 、／、～严／＼ ／ ＼７’、ｔ、／“、Ｖ＼＿＼。／芦一ｙ气▲～．ｊ，’‘Ｉ∞Ｌ／？一二ｋ～ ｌ＼（ａ）ｌ各主要仿真波形ｌｌ ｛２ｌ ｌＶ０；ｌ ｌｒＶ“ｌｌ―?＿ｒ’１’’～ｌ 一 ｐ厂＼ｌ＼。。．１ｆｍ（ｂ）ＭＯＳ失去ＺＶＳ开通图３．１６过载情况下的仿真波形从上面的仿真分析可知，当频率一定时负载越荤桥臂中点问阻抗越易呈容性，负 载越轻则易旱感性，更有利于开关管的零电压开关。 在开关频率ｆｏ＜ｆ＜ｆ的条件下谐振网络呈感性，有助于开关管的ＺＶＳ开通，且在 此频率范围内副边整流二极管的电流断续，实现了整流二极管的零电流关断，消除了 反向恢复产，毛的损耗。 ＬＬＣ谐振转换器的出色优点有： （１）在整个负载范围（包括满载和轻载）下部是以零电压丌关条件工作，能实 现高效率； （２）工作频率变化范围比较窄，有利于高频变压器和输入滤波器的设计； （３）初级端所用，『ｒ关的电压被钳位在输入电压上，而次级端两个二极管上的电 压始终等于中心抽头变压器输出电压的两倍。２８兰捏亟±堂僮论室电动瓿奎奎嚣萱鳇窟塑墨的盟塞３．４．３实验结果与波形 上述分析的ＬＬＣ谐振半桥变换器，主开关管选用ＩＲＦ４６０，副边整流二极管选用 ＤＳＥｌｌ２．１２Ａ，变压器原副边匝比ｎ＝０．３４２，谐振网络参数为Ｌ＝２７．４＃Ｈ，Ｌｍ＝１３７肛Ｈ， Ｃｒ＝１００ｎＦ。如图３．１７和图３．１８分别是满载与轻载时上、下两个ＭＯＳ管的Ｖｇｓ和Ｖｄ。 波形，从实验中也可以看出即使在较轻负载的情况下仍然能满足开关管零电压开通的 条件，ＬＬＣ谐振变换器能在宽范围内实现零电压开关，在３００Ｗ时其变换效率可达９５％以匕。ｋＶ龃．％。｜Ｉ＿ｋ．１一―１ｒｖｏ：～ＩＩ Ｉ．ｆ●●一＿］ｒ卜１ ，一，，∥ “Ｕ―－，＿屹１ ００Ｖ／ｄＩｖ鬈，！ＯＷ＆ｖｔ：２ｌａｓ／ｄｉｖ图３．１７满载时两个管的％和Ｖｄｓ波形＿’－ｑ＿＿‰圪Ｖ，＿．―’～～］一一－’－－－一。ｆ．一‘Ｖ。――＿―，－Ｊ卜―叶Ｊ尘Ｊ 重、’．扛．，’―№ｌ＿１――一＾｝＿’．一，～一弋．／’‘一’０ Ｉ ＯＯＶ／ｄｖｒＶ；，１０Ｖ／ｄｖ?‘ｔ：２ Ｊ．ｔｓ／ｄ）ｖ幽３．１８轻载时两个管的Ｖｇ。和Ｖｄｓ波形２９＿Ｔ程硕ｌｊ学位论文功率冈数校正电路的设计功率因数校正电路的设计４．１有源功率因数校正电路相关原理４．１．１功率因数的定义及问题的提出 １、功率因数定义．功率因数ＰＦ是指交流输入有功功率Ｐ与视在功率Ｓ的比值。对于高频开关整流 器这种交流用电负载，由于它含有很多非线性元件，使得输入的１Ｆ弦交流电流发生一 定程度的畸变，即输入的交流电流中除了含有基波（一次谐波）外，还含有了二次、 三次等高次谐波。然而，一般只有基波才作有用功，再考虑感性（或容性）负载作的 无用功影响，功率凶数ＰＦ应定义为：ｓＰＦ了Ｐ等＝≯矽＝ｙｃｏｓ≯ｊ、Ｕ ＬＩＲＩ（４－１）ＪＲ式中：≮７：基波因数，即基波电流有效值＾与电网电流有效值尽之比。．，Ｒ：电网电流有效值； 厶：基波电流有效值；仇：电网电压有效值；?ｃｏｓ：基波电流与基波电压的位移因数。’在线性电路中，不存在谐波电流，电网电流有效值，Ｒ与基波电流有效值，１相等， 基波因数７＝１，所以ＰＦ＝３，?ｃｏｓ妒，＝１?ｃｏｓ４，＝ｃｏｓ矽＇。当线性电路且为纯电阻性负载 时，ＰＦ＝７?ｃｏｓ＝ｌ。可见，功率冈数由基波冈数７和基波电压、基波电流｛谚移因数ｃｏｓ决定。ｃｏｓ≯低，则设备的无功功率大，设备利用率低，导缘变压器绕组损耗大；７低，表示设备输入电流谐波分量大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染， 使功率因数降低，严重的时候甚至会造成用电设备如丌关电源、ＵＰＳ退出正常工作， 也叮能造成供电系统跳闸ｆ１ ３１。畸变越小，功率因数则越高。综上所述，只要设法抑制 输入电流中的谐波分量，通过电路方法，将输入电流波形校陋为或无限接近１Ｆ弦波， 即可实现功率因数校正。 ２、不良功率凶数的成因 近年来，随着电子技术的发展，计算机等一些通信设备几益普及，被广泛应用于 各种不同的领域，其中电网的谐波污染以及输入端功率因数低等问题显得卜１益突出。 这些设备的内部需要一个将巾．电（２２０Ｖ交流电）转化为直流的电源部分。在这个转 换过程中，由于一些非线性元件的存在，导致输入的交流电压虽然是正弦的，但输入 的交流电流却ｆ伊重畸变，包含大量谐波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率王握亟量堂僮途塞：盅功遗芏芏戴簧篚左虫墨笪蜷塞因数，而且对公共电力系统产生污染，造成电路故障【ｌ ４１。显然，使用有效的校正技术 把谐波污染控制在较小的范围己是当务之急。 ３、谐波电流对电网的危害［１３ｌ 脉冲状的输入电流，含有大量谐波，同时在ＡＣ／ＤＣ整流输入端需加滤波电路， 增加了体积和成本。Ｉ。’‘。‘’／’‘’’珏’’’●●｜＝ｊ！■：．’、‘■／１ｊ●Ｉ水◇０一?ｊ－ ’’｝ｏ■。 ‘，‘‘』‘?’图４．１输入电压与整流二极管波形（１）一方面存在“二次效应＂，即电流流过线路阻抗造成谐波压降，反过来使ｋ电网电压（原来是正弦波）也发生畸变。 （２）另一方面，造成电路故障，损坏设备。’’’‘ ’Ｉ／ｘｌ’３５７’嚣。图４．２输出各谐波分．鼍●４．１－２常用功率因数校正方法 功率因数校正技术有不同分类。从电网供电方式，分为单相ＰＦＣ电路和三相ＰＦＣ 电路；从采用的校萨机理看，分为无源功率因数校正（ＰＰＦＣ）和有源功率因数校正（ＡＰＦＣ）两种。 目前已广泛使用的改善功率冈数方法主要有以下几种：（１）多脉冲整流。它是利用变压器对各次不同谐波电流移相，使奇次谐波在变 压器次级相互迭加而抵消。它在变压器的负载平衡时，对减小输入端的低次谐波有效。 （２）无源滤波法。它对抑制高次谐波有效，但滤波设备庞大，而且运行情况受 系统阻抗的影响，若不使用调谐电抗器，很可能会‘ｊ系统电抗产尘并联谐振。 （３）有源滤波法。它是与系统串联或并联的逆变器，它受系统阻抗影响小，并 对各次谐波有快速响应，但注入的电流有流进其它装詈的可能，并且造价高。３ｌ工程硕ｉ扛学位论文功率因数校正电路的设计（４）有源功率因数校正法。有源功率冈数校ｉＦ法（ＡＰＦＣ）直接采用有源开关或 ＡＣ－－ＤＣ变换技术，在整流器与输出电容器之ｆｎＪ串联有源功率控制器，使输入电流 成为和电网电压同相位的正弦波，且输出电压稳定。【１５Ｊ有源功率因数校正法能提高电力电子装置网侧功率冈数，降低线路损耗，节约 能源，减少电网谐波污染，抑制谐波效果更明显，提高电网供电质量等优点。有源 功率因数校正电路总谐波含量可抑制在５％以内，功率因数叮达到０．９以上，接近单 位功率因数。【１４Ｊ ４．２有源功率因数校正电路４．２．１有源功率因数校正电路的工作原理有源功率因数校正目的在于减小输入电流谐波。为此在整流器和负载之间接入一 个ＤＣ／ＤＣ开关变换器，应用电压、电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入 正弦电压波形，可以使输入电流接近正弦，从而大大提高功率因数ＰＦ，一般校正后 ＰＦ可提高到０．９９或更高。由于这个方案中应用了有源器件，故称为有源功率因数校 正（ＡＰＦＣ）。基本原理如图４．３所示。 功率冈数校ＪＦ电路 整流器＋：“Ｏ．＿ｆＶＶ坼、卜－Ｉ》，－－：Ｚ∑ｇＤＣ／ＤＣｌ７１ｃ上Ｉ 乙Ｔ◆‘。Ｌｏａｄ圈４．３ＡＰＦＣ的丛本原理框图?从原理框图来看，ＡＰＦＣ基本电路虽然是一种刀：关电源，但它与传统的开关电源 的区别在于：ＤＣ／ＤＣ变换之前没有增加滤波电容，电压是全波整流器输出的半波ＩＦ 弦脉动电压，这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受 到实时的检测与监控，其控制的结果是达到全波整流器输入功率冈数近似为１【ｌ６１。有源功率因数校讵（ＡＰＦＣ）是抑制谐波电流、提高功率冈数的有效方法，交流输入 电压经全波整流后，再经过ＤＣ／ＤＣ变换，通过相应的控制使输入电流平均值自动 跟随全波整流电上Ｉｉ基准值，并保持输出电压稳定。【１４．２．２ＡＰＦｃ电路结构ＡＰＦＣ丰电路采用ＤＣ／ＤＣ丌关变换器。其中Ｂｏｏｓｔ变换器由于具有电感电流连续， 储能电感也作滤波器以抑制ＲＦＩ和ＥＭＩ噪声，驱动电路简单，电流波形失真小，输工程熊±堂焦淦塞也功蠹奎垒兹萱鳇杰出噩的婴塞出功率大及共源极工作等优点，所以使用较多【１３１。目前使用最广泛的是Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ。基本原理图见图４．４，其中的Ｂｏｏｓｔ变换器工作于ＣＣＭ方式，控制电路采用了电 压、电流双闭环控制，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流，电压反馈 网络的取样信号是变换器的输出电压。输入电流的取样信号与乘法器的输出进行比 较，经处理转换成ＰＷＭ脉冲，控制功率管导通或关断。功率管导通后，电感电流线 性上升。当取样电流与参考电流相等时，控制器使功率管关断，此时电感的自感电势使二极管Ｄ导通，储能电感Ｌ通过二极管Ｄ对电容Ｃ放电，电感电流线性下降¨】。随后重复上述过程。使电感电流的幅值与输入电压同相位的正弦参考信号成正比， 从而达到功率因数校正的目的。同时根据输出电压反馈，利用乘法器电路来控制正弦 电流，以获得稳定的电压输出。麓倒｝Ａｅ图４．４ ＡＰＦＣ电路结构．同时Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ型电路还具有以下优点： （１）输入电流中的电感Ｌ适用于电流型控制； （２）电容器Ｃ储能大、体积小； （３）输入电流连续，且在输入丌关瞬Ｊ’臼ｊ最小，易于ＥＭＩ滤波； （４）电路输出直流电压高ｆ输入直流电压： （５）输入电感Ｌ能抑制快速的电路瞬变，提高了电路的工作可靠性； （６）在整个输入电压范围内能保持很高的功率冈数。４．２．３’、Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ电路的分类按ＰＦＣ电路输入电流检测和控制方式，Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ电路又可分成：ＣＣＭ型： 即电感Ｌ电流ｉＬ连续。ＤＣＭ型：即电感Ｌ电流ｉＬ不连续。ＣＣＭ采用乘法器方法来３３工程坝．Ｉ‘学位论文功率凶数校正电路的设计实现ＡＰＦＣ，而则采用电压跟随器方法来实现ＡＰＦＣ。（１８】 ＤＣＭ方法具有电路简单、易于实现的优点，但存在以下缺点： １．功率冈数与输入电压Ｕ和输出电压阮的比Ｕ／％有关。当Ｕ变化时，功率因 数也将发生变化。同时输入电流波形随Ｕ／％的变化而变化。 ２．开关峰值电流大（在同条件下，ＤＣＭ中通过开关器件的峰值电流是ＣＣＭ的两 倍），以至开关损增加。 所以，在大功率ＡＰＦＣ电路中，常采用ＣＣＭ方式。４．２．４ＣＣＭ工作方式下的ＡＰＦＣ电路１、ＣＣＭ型Ｂｏｏｓｔ电路类趔 工作于ＣＣＭ的Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ电路主要有： （１）可变回差控制技术的ＡＰＦＣ； （２）恒频峰值电流控制的ＡＰＦＣ； （３）平均电流控制的ＡＰＦＣ。 下面就以平均电流控制的ＡＰＦＣ为例，作进一步介绍。 ２、平均电流控制技术的ＡＰＦＣ （１）平均电流控制技术的ＡＰＦＣ工作原理图（见图４．５）。、图４．５平均电流控制方式的ＡＰＦＣ ３：作图平均电流ＡＰＦＣ控制方法中，采用了电流控制环和电压控制环双闭环结构，电流 环使输入电流更接近Ｊ下弦波，电压环使Ｂｏｏｓｔ输出的电压稳定。（２）工作原理输出电压乩经Ｒ２、Ｒ３取样，并经误差放大器Ａ放大后，与全桥整流输出电压 相乘后送至ＰＷＭ，作为基准电流，电压坏的作用和恒频峰值电流控制方式一样，使 输出电压乩稳定。从全桥整流输出电压取样的目的是使基准电流！－３整流后的电压波形同年目。电流检测与变换从电感端得到的电感电流的取样，送到电流误差放大器的反相输入端，乘法器的输出直接加到ＰＷＭ比较器的ｆ司相输入端，这样电流误差放大３４工捏熊皇堂僮迨塞盥麴蠡至王亟萱鳇歪！扛墨盥婴蕴器的输出可直接控制ＰＷＭ比较器的占空比，使电感电流逼近电感平均电流Ｉ。当 电感电流上升时，使ＰＷＭ比较器的输出占空比下降，从而减小电感电流。反之，则 加大电感电流。当输出电压％上升时，电压误差放火器的输出下降，导致乘法器输 出的基准电流下降，使电感电流五减小，从而使输出电压砜下降。反之，电感电流，Ｌ 加大，使输出电压上升，电感电流凡及流经电感的平均电流ＩＡＶ各相关点电流波形如图４．６所示。嗍门．ｎｎ八．朋ｎ．ｎ ｎ．几图４．６平均电流控制的电感电流波形３、仿真及实验结果。采用功率凶数控制芯片ＵＣ３８５４设计了一个单相４５０Ｗ的ＤＣ／ＤＣ变换器，并用 Ｐｓｐｉｃｅ进行了仿真验证，含有ＡＰＦＣ电路与传统ＰＦ电路相比，ＰＦ值由Ｏ．６７（图４．７） 提高为０．９８（图４．８）以上。仿真和实验结果说明了分析和设计的－Ｆ确性，仿真波形 和实验波形有很好的一致性。因采用了平均电流控制ＡＰＦＣ技术，有效地抑制了谐波 对电网的污染，提高了功率因数。从仿真（图４．８）可以看出，流进电感Ｌ的电流平 均值ＩＡｖ波形已很接近正弦波，并且和经全波整流后的电压同相。实验证明，这种ＡＰＦＣ 控制方式，功率因数町达Ｏ．９８以上。 校正后的ＰＦ＝ 墨：Ｓ兰！竺１５５．５８ｘ ２．９３＝０．９８７。（４－２）◆４、控制方式的优缺点： 优点：ｌ工作频率固定。‘、２工作在电感电流连续状态（ＣＥＭ）， 开关管电流有效值小、ＥＭＩ滤波器体积小。３能抑制，ｆ：关噪声。４输入电流波形失真小。缺点：１控制电路复杂。２需用乘法器和除法器。 ３需榆测电感电流。 ４需电流控制环路。工程倾：Ｊ．学位论文功率冈数校正电路的设计ｌ图４．７不含ＡＰＦＣ时电网上电雎电流仿真波形（校止前）● ● ＃图４．８含ＡＰＦＣ时电网上电压电流仿真波形（校正后）４．２．５关键电路设计 实例中涉及到的有关设计数据有：ｔ ”Ｐｏ＝８７０Ｗ，‰＝９０～２５３Ｖａｃ，ｆ＝４０ＫＨｚ，Ｖｏ＝３８０Ｖ，ｒ／＝９５％。 １、功率级电路分析 由于稳态时一个周期内电感电压具有伏秒平衡特性，于是有Ｋｎ ＴｏＮ＋（６．－％）ＴｏＦＦ＝０（４―３）式中： ＴｏＮ为功率管Ｓ导通时间；ＴｏＦ，为功率管Ｓ关断时问； 输出电压：ＺｏＶｏ／（１一Ｄ１（４＿４）式中：Ｄ为功率管Ｓ的导通占空比，Ｄ＝ＴｏＮ／（ＴｏＮ＋ＴｏＦＦ）。 因Ｄ总是小于１，所以 圪高于比。，从而实现升压功率变换。Ｄ＝（％一Ｋ。）／％因输入电压杉。＝４２Ｖ，。胱Ｉｓｉｎ（ｃｏｔ）ｌ（４－６） （４―７）故Ｄ＝ｄ（ｆ）＝（％一√２¨，，脱，Ｉｓｉｎ（ｃｏｔ）１）／Ｖｏ电压的峰值处降到最小。说明在半个电网周期内占空比是时变的。且在电网电压过零时达到最大，在电网其中电感电流为：Ｉｉ（ｔ）＝４２易Ｉｓｉｎ（ｃｏｔ）Ｉ／‰Ｍ２、输出电压的选择３６（４―８）王捏蟋±堂焦迨塞虫动巍蔓互嚣酱鳇庭虫墨盥塑蕴通常，输出电压要高于最大输入电压的峰值的ｌＯ％左右。若考虑器件耐压等因素， 选择３８０Ｖ作为输出电压。 ３、升压储能电感的设计 升压储能电感所需电感量是由开关纹波电流设计值决定，纹波越小，则电感量越 大。最坏情况出现在低电网电压同时输出最大负载时的峰值电流，此时ＰＦＣ电感中 的最大纹波电流，通常选择为最大峰值线路电流的２０％左右，即Ｚｋ／＝（Ｏ．２ｘ１．４１４ｘＰｏ）／孝×％螂（４―９）工＝―Ｖｐ石×ｒ―ｏ，，＝（１．４１４木‰腑×ｒｏＮ）／Ⅳ由式（４．５）可得ｌ厂（４．１０）ｒｏ。＝Ｔ木（１一鼍等）。（４―１１）设最小‰＝９０吮ｃ，Ｖｏ＝３８０Ｖ，可得‰＝０．７６３Ｔ若Ｔ＝２５／．ｔｓ，ｒ／＝０．９５，Ｐｏ＝８７０Ｗ，则由上述（７）、（８）式得到ｙ口Ｌ＝（ｏ．７６３ｘ‰嬲׉嬲×Ｔ×ｒ／）倦０．２ｘ ｅｏ）＝（Ｏ．７６３Ｘ９０ｘ９０ｘ２５×０．９５）／（Ｏ．２×８７０）＝８４３．６ｍＨ４、输出电容设计 决定输出电容的选择因素有：电容耐压、输出电压纹波、以及维持时间△Ｔ。通 常ＡＴ为１５～５０ｍｓ左右，典型值为３０ｍｓ。因（寺ｃ嘭一去ｃ吃乙。）／△丁＝ｅｏ二二（４―１２）式中维持负载ｔ作的最小电压ＶｏｍⅢ＝３００Ｖ（由后级ＤＣ―ＤＣ变换器设计输入决 定），于是输出电容Ｃ＝９５９．６，ｕＦ。因输入功率是瞬时电压与电流的乘积，故进入输出电容的功率是正弦变化的，当输入电压高时储存能量，输入电压低肘则释放能量以保持输出功率不变。这一变化的能量流在输出电容上引起二次谐波电压纹波，故此， 输出电容必须承受与控Ｎ－－次谐波电流，即纹波电流。 纹波电流：（Ｏ．７０７×Ｐ。。）／Ｖｏ＝（Ｏ．７０７×Ｐ。）／（Ｖｏ×ｒ１） （４－１３）’、代入本例数据Ｉ＝（Ｏ．７０７ ８７０）／（３８０ ０．９５）＝１．７Ａ。 根掘输出纹波电压设计要求，结合纹波电流大小，计算输出电容等效串联电阻 （ＥＳＲ）值，ＥＳＲ＝纹波电压／纹波电流。依据Ｌ述计算参数及耐压要求，查手册实际选用３个电容并联。 ５、功率器件选择 在选择功率器件时，必须对丌关管和一极管留有足够的电流、电压裕量，以及足 够的丌关速度，同时还应设法降低功耗与热阻以保证电源可靠工作。３７Ｔ程帧ｉｊ学位论文功率防】数校正电路的设计１）功率ＭＯＳＦＥＴ选择依据峰值电流Ｉｅｐ＝，ｆ＾似＋等，工程Ｅ常取Ⅳ＝ｏ．２‘删。所选ＭＯＳＦＥＴ的电流定额为：，删≥２ｋ＝２．２Ｌ似＝（２．２ｘ ８７０）／（９０ｘ ０．９５）＝２２．４Ａ所选ＭＯＳＦＥＴ的电压定额为Ｕ珊＞（１．２１～１．５）Ｖｏ，对于输出电压小于４００Ｖ的ＰＦＣ 电路，通常选用耐压５００Ｖ的ＭＯＳＦＥＴ，本文实际选择器件为ＩＲＦＰ４６０（２０Ａ／５００Ｖ）。 ２）功率二极管选择依据功率二极管电流定额为Ｌ≥鲁＝等；笋水‘＝（４―１－０―．７６３×１。．２）／１．５７＝３．１６彳，６、电流取样电阻Ｒ的设计 ＡＰＦＣ电路的输出功率是由流过电流取样电阻上的峰值电流决定的。功率二极管电压定额为‰≥（１．２～２）Ｖｏ，本例中实选器件为ＢＹＶ２９（９Ａ／５００Ｖ）。Ｐｏ＝，７枣吃＝７７术吃膦卑乇ＲＭ￥＝７７拳圪嬲冰（ｏ．７０７６）小于１Ｖ）、耗散功率小的要求，从而减少电网电压损失且提高电源效率。 电流取样电阻的取值由下式决定Ｒｓ＝杉／Ｉ。（４―１４）电流取样电阻选择应保证在低电网电压输入且最大负载条件下，其压降小}