AMA高性能开关电源控制芯片功能描述AM - 爱问共享资料
简介：本文档为《AM22Apdf》，可适用于工程科技领域，主题内容包含AMA高性能开关电源控制芯片功能描述AMA芯片是专用小功率开关电源控制芯片广泛用于电源适配器、LED电源、电磁炉、空调、DVD等小家电产品。一、产品符等。
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S4220-LED调色芯片
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关注微信公众号易容网独家解析X5R和X7R电容在LED电源上如何应用易容网:阅读(1178)
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多层片式陶瓷电容器俗称，易容网对MLCC特性分类做了一个总结分享。MLCC根据材料分为Class?1和Class?2两类。Class 1是温度补偿型，Class 2是温度稳定型和普通应用的。
众所周知，Class 1电容通常是由钛酸钡不占主要部分的钛酸盐混合物构成。他们有可预见的温度系数，通常没有老化特性。因此他们是可用的最稳定的电容。
Class 2电容通常也是有钛酸钡化合物组成。它有很大的电容量和温度稳定性。最常用的Class 2电容电解质是X5R和X7R。在温度范围内，X5R和X7R能提供仅有±15%容值变化量。适合应用在温度范围宽，电容量要求稳定的场合。
图1：X7R电容温度曲线
易容网通过调研发现，LED电源目前在全世界普及率非常高，并且和白炽灯比起来，比率越来越大。功率从0.4w-300w之间。家用照明主要集中在15w以下，大部分商业照明也在15w以下。随着人们对美观的追求，LED电源体积也越来越小（见附图2），所以LED电源芯片集成度越来越高。因此外围MLCC使用量较小。目前15w以下LED电源对MLCC的需求主要集中在Vcc、MULT、COMP、RC吸收及旁路和去耦电容。
图2：LED电源的小型化
同时发现，随着IC集成度越来越高（比如集成MOS），因为体积要求，IC基本上都是贴片SOP-8封装。而LED本身就是巨大的发热源，导致LED电源环境温度很高，而芯片高集成度也使得IC作为发热源本身温度也很高，有的甚至达到110°，温升达85°。
LED电源一般空间狭小，散热条件差，易容网也在思考如何保证LED电源质量和寿命？研究发现从设计前就开端思忖，从而避免LED电源很快失效，可以说LED电源寿命是制约着LED发展的关键。这是一下需要系统设计和考虑的综合问题。LED电源寿命外围因素主要是工作环境温度，电网稳定性、开关次数。内在因数主要是电流保护电阻，电解电容和MLCC电容的选择。
Class 1电容由于容值一般很小，精度高并且成本高，所以LED电源上需求较少，LED电源上主要是Class 2的X5R和X7R电容。LED电源中MULT和COMP电容主要是芯片内部运放的反向输入端和补偿输出端之间需要接阻抗，结成负反馈形式，和旁路电容共同控制电源环路的稳定性。因此这类电容的稳定性就从本质上决定了电源品质。往往这类电容需要靠近芯片放置才能确保芯片工作的稳定性。但LED电源高温特性及体积小，并且IC集成MOS本身就是发热源，所以环境温度非常高。通过PCB把热量传到电容，导致电容温度很高，有的可达90°。X5R温度范围-55°--85°，而X7R温度范围-55°--125°（温度曲线见附图1）并且随时间变化大约每10年变化1%△C。因此考虑LED电源品质，MULT、COMP和旁路电容等需靠近芯片放置的电容应选用X7R的电容，其他则可选用X5R。
网是专业的mlcc电容搜索引擎和供应链整合平台,每个料号的规格和应用领域更有详细的说明，照明控制、电源管理、LED等电源应用均有详细介绍。
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根据集微网报导，中兴通讯日前于上海2018中兴通讯终端中国渠道合作伙伴大会时，宣布成立终端公司—中兴终大陆手机大厂Oppo手机正式于日本上市，为进一步扩大宣传，该厂海外市场负责人黄利国宣称必将抓牢日本消费者的心，尽快成为日本市场主要手机厂，并对日本媒体开放Oppo在大陆广东省东莞市的总工厂，以利塑造先全球关注的中美贸易烟硝衍生至电信领域。传美国联邦通信委员会（FCC）正在研拟新规，打击大陆大型电信业者华为在美国业务，取消它们在美国合作伙伴的补贴。
华尔街日报引述知情人士说法称，FCC正在考虑受到提列存货跌价损失影响，宏达电（2498）第4季亏损大幅升高至98亿元，相当于每股亏损11.93元，超过2015年第2季的EPS -9.7元历史最差纪录，全年亏损也因此高达182.19亿元，比前一年NB ODM龙头广达公布2017年财报，在新台币汇率与零组件缺货涨价双重压力下，广达第4季毛利率4.2%，较上季衰退0.28个百分点，也较2016年同期衰退0.9个百分点。2018年第1季新台币汇率持苹果折叠式iPhone有望于2020年推出，回顾iPhone推出11年来，最大的变革为iPhone 6 Plus首次导入5.5寸屏幕，当时掀起史上最大iPhone换机潮，显示出全球「果粉」相当渴求iP抢在苹果下半年3款新iPhone推出之前，安卓（Android）阵营出手抢晶圆代工产能！供应链传出，联发科、辉达（NVIDIA）、博通（Broadcom）、海思等客户出手抢产能，台积电目前投片进入全满广达（2382）去年第4季营收逆势走扬、全年营收更重回兆元大关，可是第4季与全年的毛利率、营益率、净利率都出现季减与年减，全年获利因而下滑至143.67亿元，年减5.1%，EPS为3.73元。
美桀（5255）26日公告去年财报，全年税后纯益超过1.8亿元，年增八成，创新高，每股纯益4.4元，每股拟配发2.5元现金股利。以昨日收盘价54.2元计算，现金殖利率为4.6%。
美桀去年合并营>>易容网独家解析X5R和X7R电容在LED电源上如何应用
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单级PFC反激式LED驱动电源设计与研究
杭州电子科技大学 硕士学位论文 单级PFC反激式LED驱动电源设计与研究 姓名：李振森 申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学 指导教师：徐军明
杭州电子科技大学硕士学位论文摘要随着能源危机和环境污染的日益严重，固体光源 LED 由于节能、环保、光效高、寿命长 等优点成为一种新型的绿色光源产品，是未来发展的趋势， 21 世纪将进入以 LED 为代 表的新型固体光源照明时代。高功率 LED 是低压大电流的场致发光 PN 结冷光源，其特性 决定高功率 LED 需要专用的驱动电源。目前市电供电的 LED 驱动电源质量参差不齐、效率 和可靠性较低、EMC 不达标等，因此研究适合市电照明的高功率 LED 驱动电源实现 LED 的 通用照明具有很强的理论意义与现实意义。 通过对目前国内外研究文献的分析与总结， 熟悉了高功率 LED 驱动电源的发展现状及其 基本原理，得出 LED 对其驱动的要求：高效率、高可靠免维护、安全隔离、低成本、精确控 制、高功率因数等。对各种 LED 驱动电源方案进行了研究，主要对有源两级 PFC 和有源单 级 PFC 进行了分析和对比，得出单级 PFC 更适合作为高功率 LED 驱动。论文对单级 PFC 反 激式开关电源进行了深入地分析研究，对其改进以更适合作为 LED 驱动电源。 按照 LED 高频开关电源的设计要求实现单级高功率因数校正恒流限压反馈 LED30W 驱 动电源和 50W 驱动电源。电源主控芯片 L6561 采用临界导通模式，在单级结构上既实现了功 率因数的校正，又完成 DC/DC 级的降压和高低压的电气隔离。电源可为 LED 提供恒定的电 流，保证 LED 发光亮度稳定。通过分析单级 PFC 的特殊电路结构的输入和输出特性实现了 恒流限压反馈环路设计，使其满足 LED 恒流的特殊要求；对电源的 PCB 进行了整体热设计， 实现了良好的散热，提高了可靠性。 由于单级 PFC 反激式开关电源的变压器需要具有 PFC 初级电感的储能功能和反激式变压 器的安全隔离降压功能，故初级电感和绕制结构需要特殊设计。本文分析了变压器的工作原 理， 按照高效率， 低 EMI 的基本要求， 设计并实现了适合单级 PFC 反激式开关电源的变压器， 使其具有较高的传输效率，较低的 EMI 和温升。 通过实验研究了 TD 箝位、 RCD 箝位和 TRCD 箝位电路的可靠性和抗 EMI 的特性，证明 了 TRCD 箝位电路提高了系统的效率，降低了系统的电磁干扰，改进了箝位电路的可靠性。 为降低电源的 EMI，优化了电源 PCB 的 EMC 设计。详细分析了单级 PFC 电磁干扰的原理， 设计出适合单级 PFC 的 EMI 滤波器， 实现电源的电磁兼容传导干扰符合 GB17743 标准要求。 论文分析电源电路中的 MOS 管、变压器、箝位电路及输出整流电路的功耗，并分别采 用 CoolMOS 管、改进变压器设计、箝位电路设计和输出整流电路设计以降低它们的功耗。输 出整流电路采用采用同步整流控制技术，并实现了高效率的 50WLED 驱动电源，设计的 50W 电源效率达到 88%，采用同步整流技术的最高效率达 91%，高效率降低了电源的温升，电源 的温升为 30℃，提高了电源的可靠性。 关键词：LED 驱动，单级功率因数校正，高频变压器，EMI 滤波器，箝位电路I杭州电子科技大学硕士学位论文ABSTRACTWith energy source crisis and environmental contamination are deteriorating continuously, LED(light-emitting diode), a solid illuminant, has become a new kind of green illuminating products due to its distinct advantages such as high efficiency, long lifetime, environmental friendliness, which guidelines the future developing trend of illuminants. It can be foreseen that 21st century must be a new age brightened by solid illuminants represented by LEDs. But LED is a low-voltage-driven electroluminescent cold light source, and has a negative temperature coefficient, so a special driven source is needed to provide power for LEDs. Currently, the LED driver power supplies are suffered by several problems such as inconsistent quality, low efficiency, low reliability, unacceptable EMC (Electro Magnetic Compatibility) performance. For the long run, high efficiency, high reliability, small size and precise control are the inevitable requirement of LEDs driver in the future, so research and development of high-power LEDs drivers, compatible with civil electrical system, hold a strong theoretical and practical significance. Working principle of high-power LED driver is analyzed in this paper. Active two-stage PFC (Power Factor Correction) and single-stage PFC are compared. PFC converters can be classified into two types: two-stage and single-stage. Two-stage PFC converters consist of a PFC stage and a dc/dc stage. They have been widely applied in adaptors for Laptops and silver box. Single-stage PFC converters integrate the PFC stage and the DC/DC stage, leading to simple topology and low cost. They are suitable for low-power applications. Unfortunately, no effective method has been proposed to significantly reduce the storage capacitance in a PFC converter such that a long lifetime of a converter can be achieved. That single-stage PFC is more suitable for LEDs driver power is concluded based on the consideration of secure isolation, low cost, high power coefficient. Then single-stage PFC flyback switching power source is examined further, some improvement is adopted to make it more effective. In accordance with the requirements of high- frequency switching power supply ， three single-stage high factor correction LEDs driver power supplies are designed and implemented, one with an output power of 30W, the other two with an output power of 50W of which synchronous rectifier technique is used. The principal controlling chip (L6561) in this single-stage power source is working in Transition Mode, i.e. on the boundary between continuous and discontinuous inductor current mode, therefore at a frequency depending on both input voltage and output current, achieving power factor correction as well as DC/DC step-down and electrical isolation between high and low voltage,II杭州电子科技大学硕士学位论文which provides a constant current for LED, ensuring the stability of LED luminance. By analyzing the special structure of single-stage PFC power supply, a constant pressure limiting feedback loop design is achieved to meet the special requirements of constant LED current. Thermal issues of power supply are taken into account to sustain excellent heat dissipation and improve the reliability. Energy preservation of primary inductance and secure voltage-decreasing function of flyback transformer must be integrated in single-stage PFC flyback switch power source transformer, so it necessitates especially elaborate design. After working principle of single-stage PFC flyback switch power source transformer analysed, a transformer with high transmission efficiency, low EMI, and low temperature rise, that is suitable for single-stage PFC flyback switch power source, is designed and implemented according to the fundamentals of transformer design. TD clamp circuits, RCD clamp circuits, and TRCD clamp circuits are researched and compared, and TRCD clamp circuits are chosen to improve the efficiency, reduce the electromagnetic interference of this system, and enhance reliability of clamp circuit. It is a real challenge to comply with EMC norms regarding the THD of line current, especially in universal mains applications. In order to reduce EMI of the power source, sustain good EMC performance, the PCB design of power supply is elaborately optimized. After a detailed analysis of the single-stage PFC principle of electromagnetic interference, EMI filters, suitable for single-stage PFC, is devised to reduce the EMC conductive interference of power supply to meet the GB17743 standard. Power dissipation of MOSFET, transformer, clamp circuit and output rectifying circuit in this power source are dissected in depth, CoolMOS switching transistor, improved transformer design, clamp circuit design and output rectifying circuit design are used to reduce their power dissipation, respectively. Synchronous rectifier control technology is adopted to elevate the efficiency of power supply, reaching 88%, and maximum of 91%. The temperature rise of the power supply has been reduced efficiently to only 30℃, enhancing the reliability notablely. Keywords ： LED driver, a single-stage PFC, high-frequency transformer, EMI filter, clamp circuitsIII杭州电子科技大学 学位论文原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重声明： 所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得 的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过 的作品或成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。论文作者签名：日期：年月日学位论文使用授权说明本人完全了解杭州电子科技大学关于保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读 学位期间论文工作的知识产权单位属杭州电子科技大学。本人保证毕业离校后，发表论文或 使用论文工作成果时署名单位仍然为杭州电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件， 允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其 它复制手段保存论文。 （保密论文在解密后遵守此规定）论文作者签名：　　　　　　　　　　　　　　　　　　日期：　　　　　年　　　月　　　日　 　 指导教师签名：　　　　　　　　　　　　　　　　　　日期：　　　　　年　　　月　　　日　 　 　杭州电子科技大学硕士学位论文第 1 章 绪论1.1 课题研究的背景和意义随着社会的不断发展，人类对能源的需求越来越大，当今能源危机加重，使得各行各业 不得不考虑节能，低功耗、节能已经成为衡量各项技术的关键指标。照明是人类能源消耗的 重要方面，目前在电力的消耗中，欧美发达国家照明用电占发电总量的比例约是20%，我国 也达到12%，这一比例每年将会逐步提高。“ 绿色照明” 是二十世纪九十年代初国际上对节约 电能、保护环境照明系统的形象性说法。上世纪80年代末期，一些发达国家如美国、日本、 英国、德国、荷兰等率先开展了“ 绿色照明” 的推广工作，取得了显著效果。我国也于1996年[1~4] 10月由国家经贸委牵头，联合13个部委共同启动了“ 中国绿色照明工程 ” 。节能、环保、健康是人类对未来照明光源的要求，在各种节能方法中，节省照明用电，减少电能需求，提高 光源的发光效率和光源驱动的效率成为重要的方向。 美国对驱动电源自提出80PLUS 计划后又 推出85PLUS 、88PLUS 计划，并且在短期内实施。因此，尽可能的提高电源的效率是电源行 业不断追求的目标。 自从1879年白炽灯的发明以来，开启了人类电光源照明的时代已经持续了一百多年，这 期间有三个重要的发展时期，第一个时期表性光源是白炽灯，第二时期的代表是荧光灯，第 三时期的代表是高强度气体放电灯。白炽灯使用简便，但它是靠热辐射发光，大部分的电能 都以红外线浪费掉，可见光区辐射的能量所占比例极小，因此其光效较低。荧光灯是依靠高 速电子束轰击汞蒸汽使汞原子发出紫外线，紫外线再去激发荧光粉发出可见光。虽然荧光灯 比白炽灯的光效高，但是紫外线― 可见光的转换效率不高，且很难有明显的提高。此外还存 在电磁污染、使用寿命不长、易碎等缺点。对照明光源有着高质量的渴望和要求使人类对于 开发新的照明光源的研究和探索从未停止， 欧盟为开发新的光源而专门制定了五年行动计划， 要求新型光源要符合三个基本的条件：高效、节能；材料对环境无害；模拟自然光，显色指 数接近100。 由于半导体、微电子技术的迅速进步，新型半导体材料：砷化铝镓、磷化铝铟镓和氮化 铝铟镓的发现及研制成功和LED封装等技术取得重大突破，单芯单片红光、绿光、蓝光、白 光LED的功率密度等级和发光效率的得到明显提高，并且理论已经证明LED光效仍有很大的 进步空间，LED是电光源发展历程中的又一次重大革命和突破，电光源的发光原理得到根本 的改变，LED照明的主要优点：高光效率、全光色、长寿命、环保、小尺寸小等，可以方便 地应用在各种各样的彩色及白色照明领域，这些优点决定了LED必将成为第四代光源[2~3]。 LED光源照明不但能提升照明的质量和效果，还可以通过降低发电量降低温室气体的排放和 降低汞污染保护我们的环境，有利于国计民生、绿色GDP、低碳经济和谐社会的建设，因此 大力开展研究LED照明具有重大深远的经济效益和社会意义。1杭州电子科技大学硕士学位论文LED是由Ⅲ- Ⅴ族化合物，如砷化镓、磷化铝铟镓、磷砷化镓、砷化铝镓、氧化锌等半导 体制成，其核心是P-N结，因此它具有一般PN结的伏- 安特性，即正向导通，反向截止、击穿 特性。此外，在一定条件下，它还具有发光特性。在正向电压下，电子由N区注入P区，空穴 由P区注入N区。进人对方区域的少数载流子(少子)一部分与多数载流子(多子)复合而发光， 假 设发光是在P区中发生的，那么注人的电子与价带空穴直接复合而发光，或者先被发光中心捕 获，再与空穴复合发光。还有些电子被非发光中心(这个中心介于导带、价带中间附近成为分 离能级)捕获，而后再与空穴复合释放出声子，也就是晶格振动。发光的复合量相对于非发光 复合量的比例越大，光量子效率越高。与前几代光源光效的提高受限制于发光原理相比，利 用载流子复合发光是LED的一个革命性优势。 20世纪90年代以来，随着氮化镓基等第三代半导体的兴起，蓝色和白色LED的相继研制 成功，固体光源LED真正点燃了“ 绿色照明” 的光辉，被认为是21世纪最有价值的新光源，半 导体照明将经成为人类照明史上继白炽灯、荧光灯之后的又一次飞跃。业内普遍认为：如同 晶体管去代真空电子管一样，LED照明必将取代传统的白炽灯和荧光灯。据统计，若使用固 体LED代替白炽灯和荧光灯照明，将节约全球照明能耗的50%以上，如果LED与智能照明管 理系统珠联璧合，则可节省达三分之二以上的能耗。无疑对缓解当前越来越紧迫的能源和环 境问题起到举足轻重的作用。LED技术发展迅速，现在白光 LED的发光效率已突破300lm/W。 美国Cree已经宣布量产发光效率达131lm/W的白光 LED， 欧司朗半导体已经开发出称作目前世 界上最亮的单片表面安装LED，被喻为“ 钻石龙” 的这种超亮度器件能达到250lm/W，2010年1 月供货；商品化的高功率LED已经达到20W，国内LED的发光效率也达到80lm/W以上。全色 高亮度LED的实用化和商品化，使照明技术面临一场新的革命，尽管目前这种新型照明固体 光源的成本依然偏高，考虑到性价比，可以应用于一些需要特殊照明场合，如矿山、交通、 潜水、抢险、军用装置的照明等。比如天安门国庆60周年的庆典使用了大量LED；2008年北 京奥运会对LED照明的集中展示让人们对LED有了全新的认识，还有2010年的上海世博会， 都会有力推动了中国半导体照明产业的发展。从长远看，如果高亮度LED的生产规模进一步 扩大，成本进一步降低，其节能和长寿命的优势足以弥补其价格偏高的劣势。LED将成为一 种很有竞争力的新型电光源。随着LED单价继续下降以及单颗功率和亮度的提高，到2012年 左右，白光LED照明将逐步取代白炽灯和荧光灯，成为主流的照明光源[4,5]。而根据飞利浦 (Philips)的预测，2020年LED照明将占全体照明市场的90%，传统普通照明只剩下10%的市场 占有率。美国、日本、欧盟、韩国等国相继推出本国的国家半导体计划，我国的台湾地区也 组织了相关的计划。美国、日本、欧盟等国家地区在半导体照明技术领域技术攻关的进展预 示着半导体照明已经达到了一个快速上升的时期。 2009年，中国为了扩大内需，应对金融危机，同时为了推动LED照明产业的发展，推出 了“ 十城万盏 ” 、“ 千里十万 ” 、“ 绿色照明示范城市 ” 等一系列项目，这些项目的实施为LED产业 发展创造了机遇。日，国家发改委发布了《半导体照明节能产业发展意见》 。由2杭州电子科技大学硕士学位论文于LED照明节能、环保，再加上政府的扶持，使得LED照明前景十分广阔。据某数据机构显 示，今年全球LED路灯需求增至250万盏，年增率高达178%。中国内地在“ 十城万盏” 等政策 带动下，今年LED路灯市场将上升至140万盏，2010年预计还将增长79%，达250万盏，占全 球LED路灯需求的5成以上。广东半导体照明工程省部产学研创新联盟成立于2008年5月，是 教育部、科技部与广东省合作共建半导体照明产业产学研创新平台。联盟由半导体照明领域 内具有领先水平的高校、研究院所和广东省半导体照明企业发起并成立。美国LED City计划、 美国国防部于五角大厦安装LED照明等。 随着地球环境越来越恶劣，对人类的生存造成越来越大的危害，环保问题人们也越来越 重视，节能、环保这些优势，不光影响着照明产业，更影响着全人类的未来。可以说，LED 光源的应用不仅是照明技术的一次革新，它是更加适合人类未来的一项技术。在众多公共工 程市场中，目前以LED路灯为发展重点，主要原因有LED路灯价格下降，使得LED路灯投资 回收期缩短；路灯为户外照明，民众可以实际感受到LED路灯的效果；LED路灯技术发展相 对较成熟，因此成为各国政府推动LED照明时主要推动项目。 目前 LED路灯市场中，应用LED 灯的比例仍很少，存在很大的替代空间，汞气体路灯由于环境污染将首先被LED灯替代，目 前汞气体灯占LED路灯的30%市场份额，路灯在全球各国中占照明用灯的比例在15%-40%之 间。未来3~5年，LED路灯占全球LED市场份额将从2007年的1%上升到2011年的7%左右。1.2 LED 光源的特点1.2.1 LED与传统的电光源相比 （1）　发光效率高，耗能少。一般来说，白炽灯、卤钨灯光效约为 12～25 lm/W，荧光灯光 效约为 50～130 lm/W；传统光源采用黑体辐射，发射能量中仅有约 10％可以转换为可见光； 白炽灯光线的波长为 780~400nm，缺少紫光；荧光灯光线的波长为 750~310nm，缺少红光， 另外要获得某一颜色的光需要使用滤色片，这样会造成能量浪费。而 LED 的光效预计可达 300lm/W 以上，光的单色性好、光谱窄，无需过滤，就可直接发出单色光，且颜色丰富。LED 具有电压低，亮度高的特性，单颗单芯 1W 的高功率 LED 的光效目前已达 80lm/W 以上。在 同样的照明亮度下，LED 的耗电量约为白炽灯的 1/10，荧光灯的 1/3。 （2）　寿命长。高功率 LED 的寿命可长达十万小时，而白炽灯利用灯丝发光，钨丝受热易 升华，光衰减迅速，且玻璃灯壳易毁坏，寿命通常只有
小时。 （3）　光线质量高且光色多。 LED 是基于载流子的复合而发光的，光谱几乎全部集中于可 见光频率，不包含紫外线和红外线，故无热量、无辐射，效率可以达 80%~90% 。LED 拥有白 色、红色、黄色、蓝色、绿色、黄绿色、橙红色等丰富的颜色，可根据需要制造出多色组合 和循环变色的艳丽灯饰。 （4）　安全环保。不含汞元素，直流驱动，无频闪，用于照明有利于保护视力。高功率 LED 为固态发光源，抗震，耐冲击，发光稳定，发热少，属于冷光源，可安全触摸。低压驱动， 启动时间快。LED 的响应时间只有十几纳秒，非常适合在需要频繁开关和快速响应的场合。3杭州电子科技大学硕士学位论文（5）　体积小，控制灵活。 LED 具有体积小、封装方便、可设计性强的特性，可使我们可 以从传统的点，线光源局限中解放出来，可以做成点、线、面、体等各种轻便小的产品，通 过控制电路容易调控亮度，实现多样的动态变化效果。 （6）　调光性好。LED 与白炽灯和荧光灯不同，调光性能极佳，控制较为方便。只要调整 正向电流，就可方便地调节光的强度和颜色，不同光色的组合变化多端，利用时序控制电路， 更能达到丰富多彩的动态变化效果。其丰富的色彩、良好的可控性、变化多端的照明特色远 非白炽灯和荧光灯等传统光源所能及[2,3]。 1.2.2 LED的发光原理 LED 是 Light Emitting Diode 的缩写，中文译为发光二极管，它是一种会发光的半导体组 件，具有一般二极管的特性。 图 1.1a 为高功率 LED 灯示意图，图 1.2 为封装的内部结构图[64]。 LED 的核心是 PN 结，当 PN 结加正向电压时，N 区内电子会被推向 P 区，在 P 区内与多数 载流子复合时把多余的能量以光的形式释放出来，把电能转换为光能，如图 1.1(b)所示。PN 结加反向电压时，空间电荷区去变宽，少数载流子难以注入，故不发光。理论和实践证明， 发光的波长取决于半导体材料的能隙 Eg （单位为电子伏(eV)） 。λ = hc (qEg ) = 1240 Eg (nm) E g = hν q = hc (λq )(1.1) (1.2)式中，ν 为电子的速度； h 为普朗克常数； q 为载流子所带电荷； c 为光速； λ 为发光波长。 若要产生可见光(波长在 380～780nm)，则半导体材料的 E g 应在 1.63～3.26eV 之间[9,64]。－ ＋电子注入导带 发光 中心 发光 价带 P区Eg N区 空穴注入 结区(a)(b)图 1.1 高功率 LED 的实物图及其发光原理图图 1.2 高功率 LED 的实物内部结构原理图4杭州电子科技大学硕士学位论文1.2.3 LED的特性 LED 作为照明光源，需要关注 LED 的性能主要有光学特性，电学特性和热学特性。 1.2.3.1 LED 的光学特性 LED 的光学特性的重要参数为：光通量、发光效率、发光强度、光强分布和波长。光通 量是指在单位时间内波长从 360nm 到 830nm 之间的可见光范围内光源所辐射的总能量。 其单 位为流明（ lm） 。光源的光通量越大，人眼就会感觉越明亮。发光效率是光通量与耗电功率之 比，单位为流明/瓦（lm/W） 。发光强度是表示某个方向上的发光强弱，由于 LED 在不同的空 间角度光强相差很大，所以必须研究 LED 的光强分布特性。这个参数实际意义很大，将直接 决定 LED 灯的最大照射角度。图 1.3 是 Lumileds 公司提供的大功率白色 LED LUXEON Ⅲ的 光强分布图[10]。许多场合下，比如交通信号灯对颜色就要求比较严格，因此对 LED 的光谱特 性进行专门研究非常必要。图 1.4 是高功率白光 LED LUXEON Ⅲ在 5500K 色温时的光谱特 性。LED 光输出量会随着芯片的类型和封装方法的不同及其它的一些区别而变化，通常 LED 的发光总量是以轴向的一个光点上的高度值来衡量的，用烛光(mcd)来表示。具有很高亮度值 的 LED 并不能说明它的光输出量很高，需 计算出它的光总输出量，就必须把它的发光角度考 虑在内。 LED 的视角也是 LED 芯片类型的重要参数以及它的封装的分光或散光的功能。不同 管芯和封装外壳的 LED 就会有不同的亮度值。如果两个 LED 有同样的亮度值，那么发光角 度越大光输出量越大[2,10,11]。图 1.3 LUXEON Ⅲ光强分布图图 1.4 LUXEON Ⅲ在 5500K 色温时的光谱特性图1.2.3.2 LED 的电学特性 (1) 伏安特性 伏安特性是表示 LED 管芯 PN 结性能的主要参数， LED 的伏安特性具有非线性和单向导 电性，即外加正向电压时表现为低电阻，反之为高电阻，如图 1.5 所示。同时图 1.5 中显示出 了不同高功率 LED 之间甚至是从同一产品批次中随机挑选的 LED 之间的正向电流电压特性 的差异。由图 1.5 可以看出，恒定的电压驱动下，不同的 LED 上流经的正向电流不同，而且 LED 导通后，外加电压的较小变动都将引起 LED 电流的很大变化。在正向工作区，工作电流I F 与外加电压呈指数关系：qVF KTIF = IS( e5?1 )(1.3)杭州电子科技大学硕士学位论文式中， I S 为反向饱和电流。 I F 为正常发光时的导通电流值[10]。 (2) 允许功耗 P 假设流过 LED 的电流为 I F ，导通压降为 V F ，则 LED 的功耗为 P = V F × I F 。当 LED 工作 时，若外加电压、电流一定，则会导致 PN 结内的一部分载流子复合释放出光子，还有一部 分变为热量，使 PN 的结温度升高。若结温为T j ，外部环境温度为 Ta ，则当 T j & Ta 时，LED 内部的热量借助管的基座向外释放，散发的热量可表示为：P = K T ( T j ? Ta )(1.4)式中， K T 为热阻。 (3) 响应时间 LED 的响应时间是反应速度的重要标志参数，尤其是在脉冲驱动或是电压调制时显得非 常重要。响应时间是指输入正向电流后 LED 开始发光（上升）和熄灭（衰减）的时间。从使 用角度来说，响应时间就是 LED 点亮与熄灭所延时的时间，如图 1.6 所示。LED 的点亮时间t r 是指从接通电源使发光亮度达到正常值的 10％开始，一直到发光亮度达到正常值的 90％所经历的时间。LED 的熄灭时间 t f 是指从正常发光到发光亮度减弱至原来的 10％所经历的时 间。在设计信息化，智能化光源系统时，响应时间是关键参数，响应时间的长短与 LED 的生 产工艺和材料本身有关[12]。I IF a o VF 反向 死区 IR 正向 正向工 死区 作区 V0 相对亮度 100% 90% 10% 0 t IF0 VR 击 穿 区t0 trtft图 1.5 LED 伏安特性曲线图 1.6 LED 响应时间特性图1.2.3.3 LED 的热学特性 高功率 LED 的热学参数与 PN 结的结温密切相关，其正向 IF 也是随温度变化的。图 1.7 是高功率 LED LUXEON Ⅲ的允许正向电流随温度的变化曲线（图中， RθJ ? A 为热阻） 。当环境 温度大于 50℃，LED 的容许正向电流会大幅度降低，若在此情况下仍施加大电流，很容易明 显加速 LED 的光衰，降低使用寿命。 实验研究表明环境温度升高时，LED 的主波长或 λ p 就会向长波长漂移，且影响 LED 的 可靠性和稳定性。LED 的主波长与温度的关系可表示为：λ p (T ′ ) = λ0 (T0 ) + ?Tg × 0.1nm ° C(1.5)式中， λ0 是初始温度 T0 时波长， λ p 是环境温度 T ′ 时波长， ?Tg = T ′ ? T0 。6杭州电子科技大学硕士学位论文高功率 LED 理想状态下的正向 V-I 特性曲线如图 1.8 所示， LED 的 V-I 特性的数学模型 可表示为： VF = Vturn?on + RS I F + ( ?VF / ?T )(T ? 25°C ) (1.6)式中， Vturn?on 是 LED 的阈值电压， RS 为伏安曲线的斜率， I F 为的正向电流，T 环境温度，?VF / ?T 是 LED 正向电压的温度系数，对于大多数 LED 而言，它的典型值为－2V/℃。从 LED 的伏安曲线及数学模型看， LED 在正向导通后其正向电压的细小变动将引起 LED 电流的很大变化，并且环境温度，LED 老化，使用时间等因素也将影响 LED 的电气性能。 LED 的光输出量直接与 LED 的电流相关，故 LED 驱动电源在输入电压和环境温度等因素发 生变动的情况下必须精确控制高功率 LED 驱动电流大小，否则， LED 的光输出将随输入电压 和温度等因素变化而变化，不能输出稳定的光强，严重影响其使用寿命[12]，图 1.9 是 CREE 公司的 LED 寿命与温度关系的 LED 的光衰曲线图[65]。 正 900 800 向 700 电 600 流 500 400 IF / 300 200 mA 100 0R ?J?A = 30°C/WR ?J?A = 25° C/WI (mA)R ?J?A = 20° C/W02550 75 100 环境温度/ ° C125 1500Vturn?onU(V)图 1.7 LED 的允许正向电流随温度变化曲线图 1.8 LED 理想状态伏安特性图 1.9 CREE 公司的 LED 光衰曲线（2008 年）1.2.4 LED光源面临的问题 1.2.4.1 单颗单芯白光LED的功率 目前主流的LED单片单芯的最大功率为5~20W，与真正的照明等级还有差距。小功率等 级的照明可用单片单芯LED，但是大多数照明应用中，单片单芯的发光达不到照明的要求。 因此必须将多个LED管芯集中封装才能达到照明的要求，可这必然对LED的供电、散热和光7杭州电子科技大学硕士学位论文学的设计等方面提出了非常苛刻的技术要求，目前这一方面仍需要加强研究和提高技术，其 严重制约着LED通用照明的实现。 1.2.4.2 光谱质量与光源稳定性 由于眼球对光的颜色及光谱的分布非常敏感，如果光谱的偏移则意味着光源质量低劣。 因此提高LED光源的光的颜色的质量和光源稳定性非常重要，但是目前距要求实现还有相当 大的技术困难，且随着工作使用时间延长以及周边环境的改变，往往会发生颜色改变、光谱 发生偏移。 1.2.4.3 半导体材料与工艺 高性能 LED 的核心是半导体材料，前面提到 LED 的问题基本上源于半导体晶片的材料 的拉制和管芯的封装技术，LED 照明技术进步要求其管芯材料持续更新和封装加工工艺不断 地进步。研究新的 LED 半导体材料对于改进光源质量、提高光效、减缓光衰、降低成本等具 有重要的意义。尽管实验室证明 LED 的晶片的寿命大于 100，000 小时，但如果 LED 晶片结 温超过其限定值会引起其发光强度的迅速衰减，严重缩短了 LED 光源的寿命。 1.2.4.4 白光LED 目前主要有三种白光 LED：第一种是 RGB LED，通过红、绿、蓝三基色多芯片组合发 光合成白光，它的优点是高效率、色温可控、显色性很好，缺点是每种颜色光衰不同使得色 温不稳、对控制电路要求较高。第二种是由蓝光 LED 的管芯先发出高能的蓝色光子激发黄色 荧光粉发出黄绿光，由蓝光和黄绿光复合成白光，实际中为提高显色性能还可以在其中加入 少量红色荧光粉或绿色、红色荧光粉，此法的优点是效率高、制备简单、温度稳定及显色较 好，但仍然存在着一致性较差、色温随角度不同而变化的缺陷。第三种利用是紫外光 LED 激 发荧光粉合成白光，显色性好、制备简单，但是有紫外光泄漏，效率较低的缺陷[2,3]。1.3 LED 驱动电源方案由于LED低压大电流半导体器件，需要专门的驱动电源，故在设计LED照明系统时，需 要考虑选用什么样的LED驱动电源，以及LED作为负载的连接方式，只有合理地匹配设计才 能使LED可靠地工作。LED作为照明与驱动电源的连接方式通常将有串联连接方式、并联连 接方式、串并联连接方式[12,13]。1.3.1 串联连接方式串联连接方式如图1.10所示，这种连接方式要求LED驱动电源输出较高的电压。当LED 的一致性差别较大时，分配在不同的LED两端电压不同，通过每颗LED的电流相同，LED的 亮度一致。如果采用稳压式驱动，当某一颗LED品质不良短路时，由于驱动电源输出电压不 变，分配在剩余的LED两端电压将升高，驱动电源输出电流将增大，容易损坏余下所有 LED； 如采用恒流式LED驱动，当某一颗LED品质不良短路时，由于驱动电源输出电流保持不变， 不影响余下所有LED正常工作。8杭州电子科技大学硕士学位论文V+V+V-V-图 1.10 串联连接方式示意图图 1.11 并联连接方式示意图1.3.2 并联连接方式并联方式要求 LED驱动器输出较大的电流，负载电压较低，分配在所有 LED两端电压相 同。并联连接方式如图1.11所示。当 LED的差异性较大时，通过每颗 LED的电流不一致，LED 的亮度及颜色就会变化，由于 LED 是负温度特性，导致亮的越亮，暗的越暗。电流超出标准 时，光衰很快。当某一个颗LED品质不良烧毁短路时，如果采用稳压式 LED驱动，驱动电源 输出电流将减小而不影响余下所有 LED正常工作。如果是采用恒流式 LED驱动，由于驱动电 源输出电流保持不变，分配在余下 LED电流将增大，容易损坏所有LED，解决办法是尽量多 并联LED，当断开某一颗 LED时，分配在余下LED电流变化不大，不至于影响余下 LED正常 工作。所以功率型 LED做并联负载时，不宜选用恒流驱动电源；但如果并联 LED数量较多， 通过短路的LED电流较大，足以将短路的LED烧成断路。1.3.3 混联连接方式在需要使用较多LED的应用中，如果将所有 LED串联，需要LED驱动器输出较高的电压， 不安全，如果将所有LED并联，则需要 LED驱动器输出较大的电流。将所有LED串联或并联， 不但限制LED的使用量，驱动器的成本也会大增，解决办法是采用串并混联方式，如图1.12、 图1.13所示。理论上串并混联的LED数量平均分配，分配在每串 LED上的电压相同，通过每串 的电流由于 LED的差异会使 LED串串之间的电流有所不同，但是通过同一串每颗 LED上的电 流也基本相同，LED亮度一致。实际上多串LED并联时 LED电流的一致性很难控制，多路 LED 均流问题很难彻底解决，只能相对降低发生故障的可能性，为了实现高功率 LED 路灯照明， 国内、国外倾向认可两种比较成熟可靠的 LED驱动电源方案[14]：第一种，一级大功率恒压源 （AC/DC ）加一级多路输出横流（DC/DC ） ，如图1.12所示；第二种，直接小功率恒流限压驱 动并联，这样可以较好解决均流和过压问题，如图1.13所示。DC/ DC恒流源 AC 88V~264V AC/DC稳压源 DC/ DC恒流源AC 88 V~264 VAC/DC恒流源AC/DC恒流源DC/ DC恒流源AC/DC恒流源图 1.12 路灯方案一的混联连接方式图 1.13 路灯方案二的驱动设计方案9杭州电子科技大学硕士学位论文1.4 LED 驱动电源发展现状在 1.2 节中论述了 LED 电学特性具有很大的离散性，其电学参数的温度特性也不稳定， 对其驱动电源也提出了严格的要求：高效率、低成本、小体积、高可靠性、长寿命等，性能 优良的驱动是保证发光品质及整体性能的关键。LED 恒流驱动常用的方法有电阻限流，线性 控制调节，电容式电荷泵，开关变换器控制等。从 LED 驱动器供电可以将高功率 LED 驱动 电路分成 DC/DC 和 AC/DC 两类。DC/DC 驱动器一般由电池、蓄电池、稳压电源供电，主要 用于便携式电子产品，矿灯，汽车等用电设备。AC/DC 驱动器直接由市电供电，现阶段主要 用于装饰，交通信号灯、路灯、景观、大屏幕液晶背光照明等领域，家用照明、装饰灯也有 部分量产。作为照明灯，闪光灯的高功率 LED 驱动电源由于应用时间不长，市场前景较好， 未来还有很大的发展空间。目前国内外 AC/DC 的电源效率一般不高，80%左右，这严重影响 了照明节能的效果，国内外对电源的效率也做了相关的要求，比如 “ 能源之星 ” 2.0 版外部电源 规范于 2008 年 11 月开始生效，要求电源标准工作模式下最低效率达 87%，而低压工作模式 下最低效率达 86%[13,14,15]。1.5 功率因数校正为了减少用电设备对交流市电电网的谐波污染，全球越来越多的国家已经开始陆续对用 电设备的输入电流谐波含量设立标准，相继提出许多的标准，同样中国也对此也开始重视起 来 。 当 前 为 降 低电 流 谐 波，欧盟 强制要求市场 出售 的 30W 以上的用电 设备必须 满 足 IEC 电流谐波限制标准，要使达到这个标准必须有功率因数校正环节。开关电源是一 种电容输入型电路，其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失，需要 PFC 电路提高 功率因数。PFC 的意思是“ 功率因数校正 ” ，功率因数是有效功率与视在功率之间的关系。基 本上功率因数可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因数值越大，代表其电力利用率越高。 从本质上讲，功率因数校正的目的就是要控制输入电流，使得用电设备的输入端口仅从交流 电网中汲取能量，而不要把任何能量反馈回交流电网，也就是说，要使用电设备的输入端口 对交流电网呈 “ 纯阻性 ” ，保证输入电流和电网电压随时成正比。有源功率因数校正技术采用 电力电子技术中各种基本变换器或其衍生结构， 通过对能量传输的适当控制来实现这一目的。 针对不同的应用场合，利用合适的拓扑结构、寻找最优化的控制策略，以及改进开关器件性 能来提高电路的整体性能，都是有源功率因数校正技术的研究内容[14,15,16]。1.5.1 无源功率因数校正技术最早出现的功率因数校正技术是由大电感和大容量的电容构成的无源网络来实现电源的 PFC，就是在电源的整流桥后增添滤波电感和滤波电容组合成无源网络使输入电流谐波满足 限制标准的要求。无源功率校正的主要优点：高效率、高可靠性、低 EMI、低价格；缺点是： 滤波电容和电感的值非常大，使得电源体积较大而笨重，而且往往难以实现较高的功率因数， 实际中谐波电流的抑制也不理想。此外，滤波电容上的电压是第二级 DC/DC 转换器的输入电 压，并且它随输入交流市电电压和输出负载的变化而改变。电压的变化影响了 DC/DC 变换器10杭州电子科技大学硕士学位论文的稳定性能。如果用电设备对电源保持时间有严格要求，当电容电压的变化范围大或当电网 掉电时，那就需要增加电容容量来满足保持时间的要求。无源功率校正需要用低频电感和电 容进行滤波，工作性能与频率、负载变化及输入电压有关，因此它一般用在 300W 以下、且 对体积、重量、价格要求不严格的场合中。1.5.2 有源功率因数校正技术有源功率因数校正（ APFC）技术采用有源器件实现 PFC，如开关管和控制电路。上世纪 末以来，APFC 取得了突飞猛进的进展。APFC 转换器由于工作在高频开关状态（20K 以上） ， 实现了小体积、重量轻、高效率和高 PF 等优点。对于 APFC 电路从不同的角度看有很多种分 类方法，每种有自己的独特优点。下面介绍有源功率因数的主要有下面几种分类[16]。图 1.14 几种控制方法的输入电流波形图1.5.2.1 按输入电流的控制原理分类 （1）平均电流型，工作频率固定，输入电流连续（ CCM） ，其波形如图 1.14（a） 。TI 公司的 UC3854 就是工作在平均电流模式。这种控制方式的优点是：恒定频率控制， 电感工作在电流 连续状态。开关管电流有效值小，EMI 滤波器体积小，且能很好抑制开关噪声，输入电流波 形失真小。主要缺点是：控制电路复杂，需要空乘法器和除法器，需要检测电感电流，需要 电流控制环路。 （2）滞环电流型，工作频率可变，电流达到滞环带内发生功率开关通断操作，使输入电流上 升、下降。电流波形平均值取决于电感的输入电流，电感电流输入波形如图 1.14（b） 。 （3）峰值电流型，工作频率变化，电流不连续（DCM）波形如图 1.14（c）所示。 DCM 采 用跟踪器的方法，具有电路结构简单、易于实现的优点。但是存在以下缺点：PF 和输入电压 与输出电压的比例有关，即当输入电压变化时，PF 值也将发生变化，同时输入电流波形随输 入电压与输出电压的比值加大而使 THD 变大；开关管的峰值电流大（在相同容量的情况下， DCM 中通过开关器件的峰值电流是 CCM 的两倍） 从而导致开关损耗增加， 所以大功率 APFC 电路中常采用 CCM 模式。 （4）电压控制型，工作频率固定，电流不连续， 采用固定占空比的方法，电流自动跟踪电压， 电感电流波形如图 1.14（d） 。这种控制方法以在输出功率比较小的场合使用，另外，在单级 功率因数校正中多采用这种方法。11杭州电子科技大学硕士学位论文1.5.2.2 按有源功率因数校正电路的分类 （1）反激式，输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于 150W 以下的应用场合。 （2）降压式，其特点是：噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动， 故很少被采用。 （3）升/降压式，其特点是需要用两个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动， 电路复杂，应用较少。 （4）升压式，其特点：简单电流型控制，PF 高，THD 小，效率高，但是输出电压高于输入 电压。适用于 30W~5000W 功率范围应用场合，应用范围广。其优点是：电路中的电感适合 电流型控制；由于升压 APFC 的调整作用，在输出电容上保持高电压，所以电容的体积小、 储能大；在整个交流输入宽电压范围中，能保持很高的输入功率因数；当输入电流连续式易 于实现 EMI 滤波器；升压电感能阻止快速的电压、电流瞬变，提高电路的可靠性。1.5.3 两级功率因数校正技术两级 PFC 技术经过多年大量认真的研究，方案比较成熟。两级方案是由两个相互独立的 转换器分别实现输入电流整形和输出电压的快速调节， 其电路拓扑结构如图 1.13(a)。 两级 PFC 方案具有很多优良的电气性能： 电流的总谐波失真(Total Harmonics Distortion， THD)小于 5%， PF 可达 0.99 以上；但是两级 PFC 至少需要二个开关管和二套控制电路，增加了电源的成本 和设计复杂度[16~19] 。两级 PFC 具有低 THD、高 PF、PFC 级输出电压恒定、保持时间长、输 入电压范围宽、适合于各种功率应用范围等众多优点。这些优点的实现需要电路结构复杂、 成本较高、体积相对较大，使得两级 PFC 在小功率 300W 以下的应用中没有竞争力。1.5.4 单级功率因数校正技术如果在中低功率得电子设备中采用两级方案，在残酷的市场面前，产品将没有竞争优势， 许多厂商和科研机构为了提高产品竞争力开始关注和研究单级 PFC。 特别是近 10 多年的时间 里，提出了许多单级 PFC 拓扑结构。技术先进的厂家已成功应用了单级 PFC，降低成本，增 强了市场竞争能力。 两级 PFC 拓扑经过简单的组合精简可以实现单级 PFC，如图 1.15 是两级 PFC 通过精简 电路结构实现单级 PFC 的示意图。图 1.15(a)为由 LB、SW1 、D1 构成的 Boost 变换器实现功率 因数校正，后级 SW2 和变压器构成反激式变换器得到输出电压、电流。共有两个开关管 SW1 和 SW2 ，及两套控制电路：PFC 控制器和 DC/DC 控制器。可以看出 SW1 和 SW2 的源极是共 地的， 如果它们合二为一(开关管的漏极连在一起)， 复合掉 PFC 控制器， 加入箝位电路 （ TRCD） 来吸收反向电流能量，就可得到如图 1.15(b)的单级 PFC 电路拓扑结构。为实现单级 PFC 的 PF，需让电感 LB 工作在 DCM 模式或 TM 模式。由此明显看出相对于两级 PFC 方案，单级 PFC 降低了转换器的成本、体积，在产品中具有很强的竞争力[16~20]。12杭州电子科技大学硕士学位论文D1 LB CB SW1NP NSV_recNPNS D2 Co RoCF SW2ROCBTCRdDC/DC DC/DC 控制器D1d PFCVDC/DC控制器 DC/DC级PFC控制器（a）两级功率因数校正 AC/DC 转换器PFC 级（b）单级功率因数校正 AC/DC 转换器图 1.15 两级 PFC 方案(a) 转化为单级 PFC 方案(b)的实例单级 PFC 方案的原理方框概图如图 1.16a 所示，图 1.16b 为单级 PFC 的输入交流电压、 电流和占空比波形图。单级 PFC 与两级 PFC 相比只有一个开关管和一套控制电路，需要实现 输出电压的快速调节和输入电流整形， PFC 级和 DC/DC 级之间的瞬间不等的能量由储能电容 CB 来平衡。实际的控制电路可以对输出电压或电流快速地调节，因此单级 PFC 转换器工作在 稳态时，半个交流周期里的占空比 D 基本不变。因此在固定 D 条件下，要求电感 LB 自动能 实现输入电流波形的整形。总之，单级 PFC 的性能(THD 和 PF)要优于无源 PFC 的，但是又 劣于两级 PFC 的。尽管单级 PFC 的输入 PF 要差于两级 PFC 的，但由于 IEC 标准对 功率因数没有限制，只对电流的 THD 有限制，只要电流 THD 满足 IEC 标准即可。 在所有的 PFC 转换器中，一个交流周期里瞬态输入功率是脉动变化的，而后接 DC/DC 部分 的输出功率是恒定的。因此，任何 PFC 电路都必须有一个储能电容存储不平衡的能量。然而 在单级 PFC 转换器里，不同于两级 PFC 转换器，由于控制器只调节输出电压，不调节储能电 容上电压 VB，故 VB 不是一个恒定值。因此单级 PFC 转换器的 VB 随输入线电压和负载的变 化而变化，导致了单级 PFC 的性能差于两级的。同时单级 PFC 为满足保持时间的要求，需要 大电容量电解电容。电解电容的价格和尺寸随容量增长，因此要在减少开关管和控制器所节 约的成本和电容增加的体积、成本之间折衷[16~20]。VB +CBv iniinC D1RodDC/DC(dPFC) DC/DC控制器（ a） (b)图 1.16 单级 PFC 变换器的方框图（a）和输入电压 v in 、电流 iin 和占空比(b)13杭州电子科技大学硕士学位论文1.5.5 功率因数校正方案的对比及未来发展方向前面经过对三种 PFC 方案在 THD、PF、效率、重量、体积、储能电容电压、控制电路、 器件数量、功率范围和设计难度上的分析比较得出：每种有自己的适用范围，如无源 PFC 方 案在成本低、对体积没太大限制的小功率场合中具有优势；有源两级 PFC 方案适用于对性能 要求高、价格不敏感、中大功率中具有竞争优势；有源单级 PFC 方案为两者之间的折衷，在 体积小、结构简单，输出性能要求不高的应用中具有竞争优势[14~20]。通过总结分析，对无源 PFC 方案、 有源两级 PFC 方案和有源单级 PFC 方案进行了各个方面的对比总结如表 1.1 所示。 近年来研究 PFC 技术的热点主要集中下面几个方面[16~22]：研究提出新的拓扑结构，主要 是基于已有的拓扑或新理论设计的新型拓扑结构。其中在 PFC 中采用 DC/DC 转换器中的应 用新技术（零电压开关、零电流开关） 。还有提出新的控制理论方案，基于已有拓扑结构的新 型控制方法以及基于新拓扑的特殊控制方法的研究和单级 PFC 变换器的研究。目前单级 PFC 的主要优势：成本低、结构简单、容易实现。并且具有软开关性能、高响应速度、低输出电 压纹波的单级、高低压隔离、高 PF 为最终的追求。因此开展单级 PFC 转换器研究符合 PFC 技术的发展方向，有很好的研究意义和市场前景。表 1.1 各种 PFC 方案的性能比较表无源 PFC 方案 有源两级 PFC 方案 有源单级 PFC 方案 总谐波含量 功率因数 效率 体积 重量 储能电容电压 控制 器件数量 功率范围 设计难度 高 低 高 中 重 变化 简单 很少 低 高 中 大 轻 恒定 复杂 多 不限 中 中 中 低 小 轻 变化 简单 中≤ 200 ~ 300W简单≤ 200 ~ 300W复杂1.5.6 单级 PFC 反激式开关电源作为 LED 驱动电源目前为加快 LED 照明的市场化，根据 LED 光源的特性对驱动电源提出了更高的要求： 成本低、高效率、低温升、低 EMI、高可靠。单级 PFC 反激式电源是目前的研究的热点，其 主要是效率不高、温升较高、EMI 较强、工频纹波较大[46~50]。单级 PFC 反激式开关电源具有 成本低、结构简单、体积小、易于实现多路输出等优点，因此成为 LED 驱动电源较好的理想 选择。通常采取隔离式升压 Boost 结构的峰值电流控制，在大功率路灯应用中。单级 PFC 反 激式电源作为 LED 驱动的基本要求有：同时实现 PFC 和输出快速调节，高性价比的 PFC 方14杭州电子科技大学硕士学位论文案；适用于低功率应用；输入电流满足 IEC 谐波限制标准，宽输入电压范围，简单 的结构和高效率。1.6 本文研究的主要内容本课题从高功率 LED 的电、光、热特性出发，对当前高功率 LED 的驱动电路进行分析 和总结。针对要求安全隔离、高 PF、高效率的场合，选择适合高功率 LED 驱动的低成本方 案，对选定的电路进行优化，设计采用多个单级 PFC 反激式电源并联驱动高功率串并混连的 LED，较好地解决了多路 LED 路灯的均流问题，实现 LED 路灯的照明。在单级电路中实现 了高 PF，通过优化变压器的设计、采用软开关技术和同步整流技术提高了 LED 驱动电源的 效率，降低了 LED 驱动电源的体积，降低了温升，提高了可靠性。本文的主要研究内容如下： （1）　LED 路灯驱动电源设计方案的研究 LED 路灯方案国内外较多，选用的驱动电源也不一样，本文论证了单级 PFC 反激式开关 电源适合作为高功率 LED 路灯的独特的优点，可行性；并设计出良好的驱动方案。 （2）　单级 PFC LED 驱动电源的研究 确定 LED 路灯驱动方案后，对电源系统优化设计。硬件电路设计包括 EMI 滤波电路设 计、功率因数校正电路设计、变压器的优化设计、提高效率设计、恒流限压驱动电路设计、 电源的 EMC 设计等。其中，对电路器件参数优化设计确保有较高的功率因数；分析变压器 的工作原理，优化变压器的设计使其具有高的传输效率和较低 EMI；功率因数校正电路采用 临界导通模式功率因数校正，实现功率因数校正的同时也实现了降压和高低压的电气隔离， 设计出专用 EMI 滤波器和优化 PCB 的 EMC 设计降低电源对电网的干扰，优化了电源 PCB 的热设计。 （3）　系统测试与结果分析 设计制作了 3 块电源，分别是 30W，50W 及采用同步整流技术的高效率的 50W 电源。 对设计的驱动电源的功率因数，恒流限压、高效率及稳定性进行验证与分析；箝位电路与效 率和 EMC 进行了测试分析；对变压器的效率和电源电磁兼容传干扰等进行测试分析及优化； 实现电源的输出同步整流，并对结果分析。15杭州电子科技大学硕士学位论文第 2 章 电源驱动系统的电路设计2.1 系统的整体结构设计设计系统的结构框图如图2.1所示， 主要由EMI滤波电路， 整流电路， 含有CB的PFC+DC/DC 转换器，驱动控制电路，高功率LED阵列路灯等5部分组成。AC输入电压为全范围交流市电 输入端，EMI滤波器用来阻挡驱动电路工作中产生的电磁干扰经电源线干扰电网，同时阻止 电网的电磁干扰经电源线进入后级驱动电路。输入交流市电经过前端EMI滤波器后经整流桥 整流进入临界导通模式高功率因数反激变换器，将市电降到安全电压以内，完成功率因数校 正的同时也实现了高低压的电气隔离，控制环路实现电流的恒定和电压的限制，从而给LED 提供恒定的电流和安全的电压。研制出适合单级PFC电源的EMI滤波器，优化PCB布板，实现 良好的热设计、EMC设计、可靠性设计；电源的 EMC设计的传导干扰达到国际标准。详细深 入地分析电源的功耗，采取改进变压器设计，改进箝位电路，采用CoolMOS开关管，设计并 实现了电源的同步整流，提高了电源的效率。AC 88V~264 V VinEMI 滤波器整流含有CB 的PFC+DC/DC 隔离转换器DC Vout大功率LED 阵 列路灯控制器图2.1 电源系统整体结构框图2.2功率因数校正电路原理与分析传统的交流/直流（ AC/DC ）变换器（无源）工作时，都是从220V电网经整流供给直流（单相为例），如图2.2所示，市电经全波整流后，通过一个容量很大的电容得到波形较为平直的 直流电压。由图2.2可见，具有电容滤波的二极管整流电路，其输出电压VO 即为电容电压 VC ， 是具有幅值波动的直流电压，其峰- 峰值取决于滤波电容及负载电阻，即由放电时间常数 RC 决定。为得到较小的纹波电压，通常需要加大 RC，负载一定时，只有增加滤波电容容量。而 整流器与电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合；因此，虽然输入电压 Vin 是正弦 的，但输入电压仅在高于电容电压的瞬间对电容充电，所以输入交流电流 iin 波形严重畸变， 呈脉冲状，如图2.2 (b)(在滤波电容C=1000uF ，负载电阻R=100 ? 时，仿真得脉宽为4ms)所示。 脉冲状的输入电流含有大量的谐波，导致大量电流谐波分量干扰供电电网（称为 Harmonic Emission），造成对电网的谐波“ 污染 ” 。由此可知电容滤波的整流电路会使电网输入电流严重 畸变，其谐波电流危害电网，并使开关电源的输入功率因数下降，加重电网供电负担等危害！ 功率因数校正技术是30W以上开关电源技术必须应用的新技术[17]。16杭州电子科技大学硕士学位论文iin Viniin+iin VinVin ~CRt（a）传统整流滤波电路（b）工作电压和电流波形图 2.2 无源 AC/DC 整流电路2.2.1 功率因数和总谐波失真 线性电路的PF定义为 cos φ ， φ 为正弦电压和正弦电流之间的相位差。开关电源中由于整 流器件是非线性和大容量电容的作用，导致了输入电压为正弦，但是电流却不是正弦，发生 了畸变，故线性电路的PF不同于非线性的AC/DC转换器的PF[20] 。AC/DC 转换器的PF定义为： PF = 输入有功功率 输入视在功率 (2.1)式中，有功功率是瞬时功率的平均值，视在功率是输入电压和电流他们的有效值之积。 在AC/DC 转换器中，如果不考虑电流谐波的 “ 二次效应 ” ，可认为输入电压为标准正弦波， 输入电流为非正弦波，则电流的有效值为：I=式中， I RMS ( n ) 是第n次谐波的有效值。∑In =1∞2RMS( n)(2.2)设输入电压与基波电流的相位差为 θ ，则PF的数学表达式如式子（2.3）：PF =VRMS ? I RMS (1) ? cos θ I RMS (1) = cos θ = K d Kθ VRMS ? I RMS I RMS(2.3)式中，VRMS 是输入电压的有效值， K d = I RMS ( 1 ) I RMS 是电流的畸变因子， K θ = cos θ 是输 入偏移因子（input displacement factor，简称IDF），即功率因数为电流波形畸变因子与输入 偏移因子的乘积。 由傅里叶分析可知窄脉冲电流中含有大量的谐波，开关电源的电流较大，使开关电源噪 声干扰很大。电源电流谐波丰富的程度用“ THD” 来表示，THD的定义为：THD =I RMS ( N ) × 100% I RMS (1)(2.4)式中， I RMS ( N ) =∑In =2∞2RMS( n ) ，是电流谐波分量总的有效值。由式子（2.3）和（2.4）可知电流波形畸变因数 K d 与 THD 的关系如下：17杭州电子科技大学硕士学位论文Kd =I RMS1 1 = I RMS 1 + (THD ) 2(2.5)THD =1 2 ?1 Kd（2.6）当 θ = 0 时，PF＝ K d ，可得 PF 和 THD 之间的关系为： PF = 2.2.2 功率因数校正的实现方法 常用的功率因数校正方法主要有无源功率因数校正和有源功率因数校正两大类。 无源功率因数校正电路是在图2.2（a）所示电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或 者在市电输入侧接入谐振滤波器。利用电感和电容等元件组成滤波器，将输入电流波形进行 相移和整形，采用这种方法可使功率因数达到0.9，成本低、可靠性高、 EMI小；但由于工作 在市电工作频率50Hz，L、C元器件的体积比较大，因而组成的功率因数校正电路的体积比较 大，并且它在某频率点可能产生谐振而损坏用电设备。有源功率因数校正电路的基本工作原 理：利用控制电路强迫输入电流波形跟踪输入交流电压波形而实现交流输入信号的正弦化， 并于交流输入电压同步。有源功率因数校正电路的特点是：功率因数高，PF可达0.90~0.99， 总谐波畸变率低，两级 PFC 的 THD&10%，单级 PFC 的 THD偏高；可以在较宽的输入电压 （AC88～265V）范围和宽频带下工作；输出电压稳定；体积小，重量轻。有源功率因数的缺 点：电路复杂，成本高，效率略低，EMI 较大。目前最常用的 APFC电路是 Boost转换器，但 是它的输出电压高于输入电压的峰值，通常在390V左右。因此在低压输出的应用中，用单级 PFC反激式开关电源既安全又实现了低压输出。针对 LED驱动电源的特点，设计系统选用了 临界导通模式高PF转换器实现了有源功率因数校正，同时实现了高低压的电气隔离，提高了 安全性[17~22]。 2.2.3 临界导通模式高 PF 反激变换器原理 如图2.3所示：输入交流电压经过全桥整流后得到半个工频周期脉动的直流电压然后被分 压电阻取样为模拟乘法器的一输入信号，输出电压同样被分压电阻取样与参考基准电压 Vref 经过误差放大器比较放大后得到模拟乘法器的另一输入信号。由于误差放大器的带宽很低， 可认为其输出在半个工频周期内是恒定的值。模拟乘法器的输出端提供一个具有全桥整流电 压形状的参考信号，作为比较器的同相端的输入信号，而从MOS管上的电流采样信号则为比 较器反相端的输入信号，当反相端的信号幅值超过同相端时，则RS触发器复位，由驱动电路 关闭MOS管，使初级绕组的电流为零，关闭后能量从次级绕组输出，次级电流慢慢下降。当 过零检测电阻检测电流降低到零时，则RS触发器会输出高电平，并由驱动电路驱动MOS管， 初级绕组电流开始上升。初级绕组电流波形和次级绕组电流波形如图2.4所示。通过这样如此181 1 + (THD ) 2(2.7)杭州电子科技大学硕士学位论文的往复循环得的开关，变换器初级电流的峰值包络与整流电压的波形实现了基本同步，使电 流谐波显著减少，提高了开关电源的输入端功率因数[20~24]。D Va c R2 CB PWM R3 C1 Q S R 过零检测＋ －CoR4 RL R5 补偿 － ＋ Vrefn:1乘法器图 2.3 临界导通模式单级 PFC 反激式转换器原理基本框图2.2.4 临界导通 TM 模式高功率因数反激变换器的稳态分析 为简化电路的分析，首先做以下假设[16~22]： （1）　输入电压 Vin 是标准的正弦波、整流桥是理想的，则整流后的电压表示为：Vin(t) = VPK ? sin （2 ? p ? f L ? t）式中 VP K 是输入电压的峰值，f L 是输入电压的频率（50HZ）。 （2）　假定误差放大器的输出端的电压在给定的半个工频周期内是恒定的。 （3）　假定变压器的转换效率为 1。 通过 1，2 假设，可得到变压器初级绕组的峰值电流的包络的表达式为：(2.8)I pkp (t ) = I PKp ? sin( 2 ? π ? f L ? t )式中， I PKp 是初级绕组的在半个工频周期内的电流峰值，以下用 θ 表示 2πf L t 。 次级峰值电流的包络表达式为：I pks ( t ) = n ? I pkp( t )(2.9)(2.10)式中，n 为变压器的初级绕组与次级绕组的匝比。 MOS 管的导通时间 TON 可表示为：TON =L p ? I pkp (θ ) Lp I PKp = Vin (θ ) VPK(2.11)式中， L p 是变压器初级绕组的电感量。从式子（2.11）可以看出，MOS 管的导通时间 TON 在 半个工频周期内是恒定的，但关断时间ＴOFF 是变化的，可表示为：TOFF =Ls ? I pks (θ ) n2 ? n ? I pkp (θ ) Lp ? I PKP sin( θ ) = = (Vout + V f ) (Vout + V f ) n ? (Vout + V f )Lp(2.12)式中，Ls 是次级绕组的电感量，I pks (θ ) 为次级绕组的电流峰值，Vout 为变换器的输出电压，V f19杭州电子科技大学硕士学位论文为输出二极管导通压降。则变换器的开关周期可表示为：T = TON + TOFF =式中， VR = n ? (Vout + V f ) 为反射电压。L p I PKp VPK? V ? ? ?1 + PK ? sin( θ ) ? ? VR ?(2.13)由式子（2.13）式可得出变换器的频率为：f SW = VPK 1 ? V L p I PKp 1 + PK ? sin( θ ) VR(2.14)由式子（2.13）可以得出变换器的最小频率为：f SW min = VPK 1 ? Lp ? I PKp 1 + VPK VR(2.15)变换器的占空比 D 可以表示为： D= TON = T 1 V 1 + PK ? sin( θ ) VR (2.16)次级电流 峰值包络 初级电流 峰值包络初级平均 电流图 2.4 高 PF 反激式转换器变压器的初、次级电流波形图由于初级绕组只有在开关管导通时才有电流通过，呈三角形的波形，根据几何关系，初 级绕组在半个工频周期内的平均值为：I p (θ ) = sin( θ ) 1 1 ? I pkp (θ ) ? D = ? I PKp ? 2 2 1 + KV sin( θ )(2.17)20杭州电子科技大学硕士学位论文式中， KV = V PK VR 。 因为初级的平均电流等于输入电流，那么输入电流 I in (θ ) 就可以表示为：I in = I p (θ ) = sin( θ ) 1 1 ? I pkp (θ ) ? D = ? I PKp ? 2 2 1 + KV sin( θ )(2.18)由式子（ 2.18）可看出，输入电流的表达式存在高次谐波分量，是由于分母中的 KV sin( θ ) 引起的，因此反激变换器即使在理想的状态下，也不可能获得单位１的功率因数， KV 的值越 小，输入电流越接近于正弦波。 次级绕组电流（二倍工频周期）的平均值为： 1 1 sin 2 (θ) I o (θ ) = ? I pks (θ) ? (1 ? D ) = I PKs ? KV ? 2 2 1 + KV ? sin (θ) 根据式子（2.19）可以得到次级绕组电流的峰值为： (2.19)I PKs =2 ?Io 1 π sin 2 (θ ) KV ? ∫ dθ π 0 1 + K V sin (θ )KV 1 π sin 3 (θ) ? dθ 3 π ∫0 1 + KV sin (θ)(2.20)次级绕组电流的有效值可由式子（2.21）算出：I RMSs =令：1 2 KV sin 3 (θ) I pks (θ) ? (1 ? D ) = I PKs ? ? = 3 3 1 + KV ? sin (θ)(2.21)1 π sin3 (θ) F3 (K V ) = ∫ dθ π 0 1 + KV sin(θ)假设输入电压为标准理想的正弦波，为简化理论分析，不考虑移相因子，则功率因数如 式子（2.22）表示为：PF =I 有用功率 V RMS ? I RMS 1 = = RMS 1 视在功率 V RMS ? I RMSin I RMSin(2.22)式中， I RMSin 为输入电流的有效值， I RMS1 为输入电流有效值的基波分量。 在工频周期内平均输入功率 Pin 可以表示为：1 sin2 ( θ ) 1 1 π sin2 ( θ ) Pin = Vin ( θ )I in ( θ ) = VPK I PKp = VPK I PKp ∫ dθ 2 1 + KV ? sin( θ ) 2 π 0 1 + K V ? sin( θ )(2.23)1 π sin2 (θ ) dθ 令： F2 (KV ) = ∫0 π 1 + KV ? sin(θ)则 I RMS1 可表示为：21杭州电子科技大学硕士学位论文I RMS1 =Pin P 2 1 π sin 2 ( θ ) = 2 in = I PKP ∫ dθ VRMS VPK 2 π 0 1 + KV sin( θ )(2.24)输入电流的有效值 I RMSin 可以表示为：I RMSin = I in21 1 (θ ) = I PKP 2 π∫π0? ? sin( θ ) ? ? dθ ?1 + K V ? sin( θ ) ?sin 2( θ ) dθ 1 + KV sin( θ )2(2.25)将式子（2.24）和式子（2.25）代入式子（2.22）并化简可得到： PF = 2 ∫ sin 2 ( θ ) dθ 0 1 + K sin( θ ) Vπ2∫π0(2.26)用 matlab 仿真得单级 PFC 转换器功率因数 PF 和 KV 的关系曲线如图 2.5 所示， 从图中可看出， 随着 KV 的减小，功率因数接近于 1，需要很大的反射电压 VR，实际上很难实现，所以功率 因数很难等于 1。图 2.5 功率因数 PF 和 KV 的关系曲线图2.3单级 PFC 反激功率因数校正电路设计设计的驱动电源选用 ST 意法半导体的 L6561 为单级 PFC 反激功率因数校正电路的主控2.3.1 单级 PFC 主控芯片及整体电路确定 芯片。由于 L6561 内部乘法器的优异性能，可用于宽电压范围的应用场合（88V～265V）， 且可以使电路的 THD 值相对较小，从而获得良好的有源功率因数校正，它的启动电流只有几 十微安，利用芯片的零点流检测 ZCD 端口可以实现电路的关断控制功能，从而使 L6561 构成 的 APFC 驱动电源待机工作状态的功耗明显降低，控制环路实现双环控制，正常工作时有较 高的效率和稳定性。L6561 采用图腾柱输出驱动电路，驱动能力可达 400mA，可直接驱动电 源的功率 MOS 管或功率 IGBT，L6561 内部结构框图如图 2.6 所示，引脚主要功能如表 2.1 所示。22杭州电子科技大学硕士学位论文COMP 2 MULT 3 INV 1 稳压 电路 Vcc 8 20VUVLO 1CS 4 40k 5p Vcc2.5 － V ＋ 过电 压检测 内部7V 电源乘法 器－ ＋R Q S 1驱动 电路 启动 电路GD 7V ref2 2.1 1.6＋ －零点流检测 终止GND 6ZCD 5图 2.6L6561 内部结构框图表 2.1 L6561 引脚功能表引脚号 1 2 3 4 5 6 7 8符号 INV COMP MULT CS ZCD GND GD VCC功能 误差放大器的反向输入端口，APFC 电路的输出电压经 电阻分压取样电路将输出电流或电压取样加至该端口，用以 提供电压或电流反馈。 误差放大器的输出端口，反馈补偿网络接至该引脚与误 差放大器的反向输入端口 INV 之间，可以实现环路的稳定。 乘法器电路的输入引脚，交流输入市电经整流后输出的 电压经一电阻分压电路取样后加到该端口。 电流检测控制环路的输入信号端口。 零电流检测信号的输入端口， 如果该端口接地， 则 L6561 的零电流检测信号控制功能被终止。 高压初级端接地端口。 栅极驱动信号输出端口，输出驱动能力可达 400mA ，可 以直接驱动外接功率 MOS 管。 电源供电引脚。C0 R0D1 Lp D2D L s Co N2＋R11VoC1 VacR1R7D3＋N1C5GNDR21 TL431 R 19 VR2 R3 R4 C3 1 C2 R2 R5 R63 L8 5 7C4R10 N3BAV 70 R15C6R13R9LM358R18 R16图 2.7 单级 PFC 反激功率因数校正电路结构图23－ ＋R8T1限压环－ ＋恒流环R12R13R20R17GND杭州电子科技大学硕士学位论文基于 L6561 的单级 PFC 反激开关电源电路结构如图 2.7 所示，电源的包含 EMI 滤波器， 保险丝等整体电气原理图见附图Ⅲ所示。R1 和 R2 构成输入分压采样电阻，C2 是电压采样滤波 电容，R3 ，R4 和 C3 组成了反馈环误差放大器的补偿网络，R9 为初级电流检测电阻。由变压 器的辅助绕组实现提供电流过零检测信号及给 L6561 提供能量，R10 为过零检测限流电阻， R7 在电源刚通电时给 L6561 提供启动电压的限流电阻，R8 为 MOS 管的限流驱动电阻。输出 电压经过运放 LM358 和光耦构成的反馈环和通过 R5 ，R6 反馈到误差放大器的输入端引脚 1， R0 、C0 、D1 和 D2 组成吸收漏感的箝位电路。电源系统电路中各元器件的参数计算分别如下。 2.3.2 箝位电路网络设计 由于箝位电路与驱动电源的整体的 EMC 和工作效率密切相关，论文对其进行了深入的 研究和优化改进，具体的理论分析和设计方法在第 4 章详细论述。 2.3.3 输出滤波电容的设计 输出滤波电容的选择主要是由输出功率 Po ， 最大输出电压纹波 ? Vo 和开关频率 f L 决定的。 功率因数校正电路的输出纹波电压主要有两部分：一是高频开关纹波，它与电容的等效串连 阻抗 ESR 和电源的 PCB 的布板相关；二是功率因数校正电路所输出两倍的工频纹波。这里 输出电压纹波是指第二部分，根据傅立叶级数可得输出电流的二次谐波可表示为：I PKs ? KV ππI o2 =∫0sin 2 ( θ ) ? cos( 2 ? θ ) dθ = 2 I o 1 + K V ? sin( θ )π∫sin 2 ( θ ) ? cos( 2 ? θ ) dθ 0 1 + KV ? sin( θ ) H 2(K V ) = 2I o 2 π sin ( θ ) F 2(K V ) ∫0 1 + K V sin( θ ) dθπ(2.27)1 式中， H 2(K V ) = π∫π0sin 2 (θ ) ? cos(2 ? θ ) 1 dθ ， F 2(K v ) = 1 + K V sin (θ ) π∫π0sin 2 (θ ) dθ 。 1 + K V ? sin (θ )因此可以得出驱动电源输出电压纹波最大值如式子（2.28）：?Vo = 2 ? I o2 Z2 f (Co ) = 1 H 2(KV ) I o ? ? π F2 ( KV ) f ? Co(2.28)式中，f 为工频频率， C o 为输出滤波电容值， I o 为输出电流。 由式子（2.28）可计算出输出电容值：Co = 1 H 2(KV ) Io ? ? π F2 ( KV ) f ? ?Vo(2.29)由于单级 PFC 的响应速度较慢，当负载突然变轻时，可能会引起输出电压的过冲，故要 求电容要有足够耐压裕量，考虑到体积，耐压可按大于输出过压保护点的 1.2 倍来确定。虽 然电容的等效串联阻抗对输出电压的工频纹波基本没有影响，但是如果考虑电容的功耗时就 不能把它忽略，故输出高频滤波电容的不但要有足够的容量和耐压、还要考虑体积、工作温 度及工作寿命[21~25] 。设计中可用多颗小容量的电容的并联来减小等效串联阻抗 ESR，这一点 在第 4 章有详细论述证明。24杭州电子科技大学硕士学位论文2.3.4 采样分压电阻 R1 和 R2 及 MOS 管电流检测电阻的设计V MULT01π2π3π4π ? t图 2.8 L6561 引脚 3 波形图 2.9 乘法器的输入输出关系特性曲线电阻 R1 与 R2 的接点与 L6561 的端口 3 相连， 可获得半个周期正弦波状电压 VMULT 作为乘 法器的输入参考信号，其波形如图 2.8 所示。从而使乘法器的输出端获得只有上半个周期正 弦波信号作为输入电流的参考基准信号。图 2.9 为 L6561 乘法器的输入输出关系的特性曲线， 当端口 3 的电压在 0 到 3V 的范围内，乘法器呈线性关系，输出电压的范围为 0 到 1.6V，最 大的上升斜率为 1.65，根据这些参数可计算出相关元器件参数。 要计算出相关参数就必须首先确定 VMULT 的最大值 VMULTpk max ， 其最大值 VMULTpk max 出现在最 大有效值输入电压的峰值处，在宽电压范围单相输入时一般为 2.5 ～3V，这就可以确定最小 有效值输入电压峰值处的 VMULTpk min 为：VMULTpk min = VMULTpk min ?VPK min VPK max(2.30)VMULTpk min 乘以最大上升斜率得到乘法器的输出最大电压： Vcxpk = 1.65 ? VMULTpk min(2.31)Vcxpk 不能超过最大限流点 1.6V，如果超过 1.6V，则需要重新确定 VMULTpk min ，从而得出输入分压电阻 R1 和 R2 的关系应满足下面的等式：V R1 = MULTpk max R1 + R 2 VPK max(2.32)为了降低电源的功耗，设计通过 R1 和 R2 的电流要非常小，通常为数百 uA 或更小。由于 电源电路工作在高频开关状态，有强烈的高频电磁干扰，为了减小高频噪干扰对控制电路影 响，需在 R2 的两端并联一个小容量高频滤波电容 C2 ，其容量为几 nF。 电流检测电阻 R9 与 L6561 的引脚 4 相连（见图 2.6、图 2.7），该端口为 L6561 内部比较 器的反向输入端，其同相输入端与乘法器的输出端相连，由检测电阻可以检测电感的瞬态上 升的电流，它与比较器的同相输入端电压信号相比较，当其值大于同相输入端的电压值时， 通过输出端的连接的 RS 触发器关闭 MOS 管，MOS 管会保持关断状态到引脚 5 检测到电感25杭州电子科技大学硕士学位论文电流过零为止，当检测到电流为零时，MOS 管又被打开。为使电路能正常工作，满足输出功 率的要求，检测电阻 R9 的值应满足： R9 ≤ Vcxpk I PKp max (2.33)R9 的取值应尽量接近式子（2.33）算得的最大值，这样可以有利于环路的稳定，但是不利于 低压时提高输出效率。可以估算出电流检测电阻上的消耗的功率为：PR ≈ R9 ? I 2 PKP max2.3.5 反馈网络设计和误差放大器补偿网络设计F2 ( K V min ) 3(2.34)开关电源反馈网络有不同的形式：稳压反馈网络、恒流反馈、恒流限压反馈环。为满足 LED 驱动的要求， 采用恒流限压反馈环路， 其反馈网络和误差放大器补偿网络如图 2.10 所示。 由 TL431 提供 2.5V 基准电压源，R11 是 TL431 的限流保护电阻。由 VR、R12 和 R13 组成分压 电阻分出一个设定的电压 100mV 提供给运放的反向端，以便与电流采样电阻 R21 差分比较。 R15 是运放反馈电阻，运放的同向端由一个平衡电阻 R19 接到电流采样电阻 R21 的高压端，组 成电源的恒流反馈环。R20 是限压环路的平衡电阻；R17 和 R18 组成输出电压采样电路，分出 2.5V 的电压提供给运放的同向端；R16 是运放的反馈电阻；这样组成电源的限压反馈环。两 个运放通过由两个二极管组成的“或门电路”和限压电阻 R22 、滤除高频电容 C6 接向光耦[20,22,23]。Vo COMPR11R3R4 C3 INVL6561R21VccGND LM358TL431 R 19 VRR6C6R22 BAV 70R15LM358 R16 GND图 2.10 反馈网络和误差放大器补偿网络电路图反馈环在二倍工频处的增益应该很低，即带宽小于 100Hz，不然，由于输出电压含有的 比较大的纹波在高增益下会使光耦和运放超出正常的工作区域，而且容易引起环路震荡。在 设计反馈环路时，首先要选取适当的光耦集电极的工作电流 I c ，通常选取一个比较低的发射 极工作电流（例如，1mA） ，这样不仅延长器件寿命，还可使反馈环路的二倍工频增益维持在 比较低的水平，有利于环路的稳定。由于 L6561 内部的参考电压是 2.5V，所以静态工作时 Ve26＋限压环－＋ －R5恒流环R12R13R20R17R18杭州电子科技大学硕士学位论文的值在 2.5V 左右。因此可以得出 R6 的电阻值大约取为： R6 = 2.5 I c (2.35)反馈电阻 R5 是 L6561 运放的反向输入端，用于检测 R5 的电压，R5 的取值应该使二倍工 频的纹波不会使 L6561 进入过压保护状态（COMP 引脚的输入电流达到 40uA 时， L6561 进 入过电压保护状态） ，因此可得 R5 近似为：R5 & R6 +R6 CTRmax ? ?Vout ? . R22 40 ? 10 ? 6(2.36)反馈电阻 R22 是光耦限流保护电阻，也可以降低环路干扰，使环路不容易震荡。设计环 路输出电压 Vop 一般在 5~7V，光耦的电流传输系数 CTR 要取其最小值，由此得 R22 的值：R22 &VOP ? 1 ? 2.5 ? CTRmin ? R6 . 2.5(2.37)式中，1V 使光耦中二极管的典型导通压降，选择的 R22 的值要尽量接近最大值以使反馈网络 取得比较低的二倍工频增益。由于要使电源的限压环增益较小，TL431 的稳定电压是 2.5V， 限压环路的增益设计为 5 倍。R16 ，R17 ，R18 的值可由以下式子求出，R18 =V ? 2.5 2.5 ；R17＝ out ? R18 . I R18 2.5(2.38)vo R = ( 1 + 16 )vi = 11 vi R20(2.39)式中，TL431 的参考电压是 2.5V， I R18 为流过电阻 R18 的电流值，通常选取一个比较小的电流 值（如 1mA） 。输入信号电压为 2.5V，根据增益大小设定运放 LM358 放大 5 倍左右，可得电 阻 R16 恒流环电阻的确定和限压环相似，电源的输出电流 Iout 与检测电阻 50mO（检测电阻如果 太小，运放的放大倍数要很高，电阻如果偏大，则会降低电源的效率，综合考虑确定为 50mO ） 乘积的电压 Vs=R21 Iout 作为运放的同向端输入。TL431 仍然作为基准源，有电阻 VR、R12 和 R13 组成分压电路分出 100mV(设计输出电流是 2A)则 VR、 R13 、R15 、R12 、R19 可以由下面的 式子来确定。R13 = 0 .1 R13 ； ? 2 .5 = 0 .1 I R13 VR + R12 + R13(2.40)R19 是与检测电流平衡电阻，可由式子（2.41）来计算。（VR + R12）? R13 R19 = . VR + R12 + R13(2.41)R15 运放负反馈电阻，决定恒流环的增益，其增益应大于限压环的增益，使得电源正常情27杭州电子科技大学硕士学位论文况下应工作在恒流环，可以有下式来设定：v o = (1 +R15 R15 2.5 ? R15 + ) ? 0.1 ? . R13 VR + R12 VR + R12(2.42)根据光耦的特性和 R22 确定 v o 为 5V，那么可计算出电阻 R15 。 电阻 R3 ，R4 和电容 C3 组成误差放大器的补偿网络，R3 的取值必须保证误差放大器工作 在正常工作区。最后调整 R4 和 C3 的取值使电路能提供一个合适的功率因数和响应时间，C3 取值应为几百 nF。 2.3.6 MOS 管与输出整流二极管的确定 MOS 管和输出整流二极管的选择，必须能保证它们可靠地工作，要留有一定的裕量。 MOS 管通常采用 N 沟道增强型功率场效应管，MOS 管的最大漏极电流 I Dmax 应大于 MOS 管 所流过的最大峰值电流，且有充分的裕量，它的漏极和源极击穿电压 VDS 应满足：VDS & VPK max + VR + ?V .(2.43)TM 模式避免了输出整流二极管的反向恢复问题，因此它的要求没有 CCM 模式下的高。 但是为减小 MOS 管的损耗，可采用 FRD，这将进一步降低输出整流二极管的损耗，二极管 的最大正向导通电流 I Dmax 应大于实际流过的最大峰值电流，二极管的导通电流 IF 约是次级最 大电流的 0.4 以下为佳，它的反向击穿电压 VBR 应满足下式：V BR &VPK max + Vout . n(2.44)式中，n 为变压器的匝数比。考虑到一定裕量，通常取 VBR 为式子（2.44）右边值的 1.3 倍。 2.3.7 开关电源的 EMI 滤波器和电源的 EMC 设计 由于单级 PFC 反激式电源的 MOS 管承受的电压应力太高，电源的体积小、结构简单、 电流峰值较高，电源效率较低等因素导致电源电磁干扰较强，电源的 EMC 设计较难实现， 性能优良的电源 EMI 滤波器设计十分复杂，论文在第 5 章进行详细论述设计。2.430W 单级 PFC 反激 LED 驱动的设计指标和参数计算输入电压范围 Vac 输出电压 Vo 输入电网频率 f 最小开关频率 f min 反射电压 VR 漏感过电压 ? V 驱动电源期望的效率 ? 输出直流电流 Iout 88～264V 15V 50HZ 25kHz 100V 70V 85％ 2A282.4.1 反激功率因数校正电路的主要设计指标输出电压二倍的工频纹波幅值 ? Vo 1V（峰- 峰值）杭州电子科技大学硕士学位论文2.4.2 设计电路器件的参数计算 由输入电压范围可计算出最小输入交流电压峰值为： VPKmin =1.414× VACmin －4=120V （2.45） 其中 4V 压降是变压器的初级绕组、MOS 管压降、电流检测电阻， PCB 连线等压降之和。 最大输入交流电压的峰值为 373V，电源的最大输出功率为 30W，最大输入功率约为 35.3W，输入电压峰值与反射电压的比例系数 KV = 120 / 100 = 1.2 。通过以上参数可计算出变 压器初级绕组电流的峰值 I PKP 如式子（2.46） 。I PKP =2 ? Pin 2 ? 35.3 = ≈ 2.32 A VPK min ? F 2(K V ) 120 ? F 2(1.2)(2.46)那么初级绕组电流的有效值为：I RMSp = I PKP ?F 2( KV ) F 2(1.2 ) 0.254 = 2.32 ? = 1.78 ? ≈ 0.675 A 3 3 3(2.47)同理次级绕组电流的峰值为：I PKs =2 ? I out 2 ?2 4 = = ≈ 13.1A KV ? F 2(KV ) 1.2 ? F 2(1.2) 1.2 ? 0.254(2.48)同样次级绕组电流的有效值为：I RMSs = I PKs ? KV ?F 3(KV ) F 3(1.2) 0.209 = 13.1 ? 1.2 ? = 13.1 1.2 ≈ 3.79 A 3 3 3(2.49)2.4.2.1 30W 变压器初级电感参数计算 根据以上求得的结果可以初步计算出初级绕组的电感量为：Lp =VPK min 120 = ≈ 940 ?H (1 + KV ) f swmin ? I PKP (1 + 1.2 ) ? 25 ?10 3 ? 2.32（2.50）初级绕组和次级绕组的匝数比为：n=VR 100 = ≈ 6.4 Vo + V f 15 + 0.7(2.52)变压器的设计是极复杂的过程，其它变压器的具体详细的设计过程参见论文第 3 章。 2.4.2.2 驱动电源输出滤波电容计算 正如前面的分析：将已知条件 I out ＝2A， ?Vo ＝1V，f ＝50Hz，H2 (1.2)＝0.108，F2 (1.2)＝ 0.254 代入式子（2.29）得：CO = 1 0.108 2 ? ≈ 5417uF π 0.254 50(2.53)29杭州电子科技大学硕士学位论}