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LCR电桥测高频变压器，不同频率及串并联方式测得的电感值均不同
频率是120HZ &　１Ｋ
这是肿么回事哦？　如果就是这样，那如准确的何判断电感值
什么高频变压器？总不会是几十K的吧？通常认为的高频也要有个30M以上的，因此，是多少K的都相对于工作频率来说就是低频。不会有不同的，有不同的话，就是工作条件不同了，是不是饱和了？
跟变压器磁芯的工作频率有关系
所以不同频率变压器的感抗不一样
sunstar126 发表于
什么高频变压器？总不会是几十K的吧？通常认为的高频也要有个30M以上的，因此，是多少K的都相对于工作频率来 ...
应该是开关电源的小变压器，想做个３Ｖ升４００Ｖ的电源（电流１ＭＡ），宝上几毛钱一个买的，啥参数也木有，用电桥来测，发现不同频率甚至是串并联方式不同测出的值都不一样，这不晓得咋搞了
tiya 发表于
跟变压器磁芯的工作频率有关系
所以不同频率变压器的感抗不一样
那这个到底咋样测哦，你意思是说这电感会变化咯，那工字形电感标出的电感量是咋回事
用变压器实际工作的频率测，靠谱些。
百成通讯 发表于
用变压器实际工作的频率测，靠谱些。
请教下具体方法,以前就觉得这电感很麻烦难搞,现在看来果然是
sunstar126 发表于
什么高频变压器？总不会是几十K的吧？通常认为的高频也要有个30M以上的，因此，是多少K的都相对于工作频率来 ...
现在仔细想想,可能是磁芯饱和了,估计是100HZ太低,这么看来1KHZ测到的应该更准确,早知如此,该一步到位淘个频率高些的电桥,唉
qd0426 发表于
现在仔细想想,可能是磁芯饱和了,估计是100HZ太低,这么看来1KHZ测到的应该更准确,早知如此,该一步到位淘个 ...
这个和电桥无关，仪器只是测试，测试不等价于实际，数据无意义是咱们人的问题。
好象有说明，电感，电容不同的值，有参考的对应串联，并联测试方式和频率。也记不得出自哪里了
提示: 作者被禁止或删除 内容自动屏蔽
qd0426 发表于
那这个到底咋样测哦，你意思是说这电感会变化咯，那工字形电感标出的电感量是咋回事
实际电容器和电感器都不是理想电容、理想电感，它们等效为理想电容和电阻 Rs 的串联，以及和电阻 Rp 的并联；理想电感和 Rs 的串联，以及和电容 Cp 的并联。所以，Rs/Rp/Cp 会改变器件的特性，在频域上呈现的阻抗、电抗都会随着频率变化而呈和理想器件变化曲线不一致的曲线。
电桥通过测试阻抗 Z、相位角来计算电容、电感大小，所以这种变化会反应为测出的电容/电感大小的变化。此外，由于测试方式的差异，电容器、电感器的等效模型也不是唯一固定的，考虑到测试电平问题，小容量电容通常以并联模型测试，测试电平 CV；而大容量电容以串联模型测试，测试电平 CC。电感亦类似。
一个特定器件，比如电容和电感上标注的值，是在厂家手册上约定的测试频率、测试电平和偏置下给出的，厂家的手册会给出该型号电容/电感的测试条件，包括测试频率、测试电平和直流偏置，比如电源滤波电容、滤波电感（DC-DC 的蓄能电感）都在有直流偏置的条件下工作，所以测试时也需要约定测试的直流偏置。此外，用于工频滤波的电容会使用 100/120HZ 测试频率，用于开关电源滤波的电容会使用更高（1K、100K 甚至更高）的测试频率， 电感也一样。
qd0426 发表于
现在仔细想想,可能是磁芯饱和了,估计是100HZ太低,这么看来1KHZ测到的应该更准确,早知如此,该一步到位淘个 ...
测试频率和器件期待应用的场合有关，所以好的电桥，应该有一个很宽的测试频率范围，可以任意设置的测试频点，可以任意设置的测试电平和直流偏置（这个可以通过夹具外加，但电桥本身必须可以接受具有直流偏置的测试）等等。
通常低频电桥测试频段是 DC-100KHZ，用于音频电容电感测试；高频电桥 20HZ-5MHZ，有更广的适用范围，比如常用开关电源/DC-DC 的电容电感器都能测试。
电桥的测试信号很小，小信号驱动时，高频变压器一般表现为“线性”，电感量是常数。
你用120Hz与1kHz的测值，结果应是相同的。
高频变压器，频率高，也就是说，频率响应好，还不至于到了1kHz就不行了，不至于电感量就开始大幅度“变化”
高频变压器工作在低频时，请使用串联模型测量。
比如，NXO 400磁芯绕的变压器（中波段使用的），那么，用他绕制的工作于中波段的变压器，在中波段及以下会表现出良好线性。当然，此时为了提高电感的性能，匝数较多，分布参数不能忽略。如果你用100kHz或以下频率去测试，他的电感量基本不变。
如果用导率为100或50的NXO磁芯绕制，一般用于高频，Q值高，用1MHz以下测试，都会得到良好的线性，因为它的分布参数在中波频率及以下可以忽略。
频率到了10kHz以上，趋肤效应就开始越来越明显，Q值随频率增加不在是线性。
本帖最后由 qd0426 于
11:19 编辑
谢谢大家帮忙解疑！你们说得都对，但我还是判断不了那个结果最正确。我还是把测试图片贴出来看看：
1K串联（测的是初级，感觉这个最正确）：
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11.08.01.jpg (220.87 KB, 下载次数: 12)
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120HZ串联：
11.08.19.jpg (221.07 KB, 下载次数: 4)
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120HZ并联（我靠，这个都快1mH了！）：
11.08.40.jpg (224.33 KB, 下载次数: 6)
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小变压器：
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高频变压器测试之详细介绍
高频变压器一定有很多亲们没有听说过吧，其实高频变压器的作用还是很大的，但是一直是“幕后英雄”没有那么高调，所以知道它的朋友并不多啦。高频变压器对于开关来说是很重要的一部分，因为高频变压器的铜丝缠绕多少圈，那么开关的电流就能有多大，这么说应该朋友们好理解一些吧。虽然大部分人不太了解高频变压器，但是一些技术控就对它很感兴趣，下面就来学习一下如何测试高频变压器吧。1.高频变压器测试方法一般而言﹐高频变压器所要求测试的项目有﹕1.电感2.漏感3.耐压4.绝缘电阻2.电感以及电感的测试方法概念﹕变压器初级电感指次级开路时初级绕组的有效电感测试条件﹕变压器的测试条件与其工作条件相一致。由于变压器铁心磁化曲线的非线性﹐当频率﹑交流电压﹑直流磁化电流变化时﹑铁心的有效磁导率也随着变化﹐从而引起电感的变化。测试电感必须规定的测试条件﹕1.测试频率﹔2.变压器或电感器两端交流电压﹔3.直流磁化电流。3.漏感及漏感的测试方法概念﹕漏感指的是线圈间相互不交链的漏磁通所产生的电感﹐它与线圈尺寸﹑绕组排列及匝数等因素有关系。漏感是一个线性电感﹐与测试电压无关。漏感的分类﹕1.初级漏感。指次级所有绕组短路时﹐在初级测得的电感。2.次级漏感。指变压器初级绕组短路时在次级测的电感。3.初级对次级任一绕组的漏感。对于有几个绕组的变压器(如多阻抗输出变压器)﹐将初级一半短路时﹐在初级测的电感。4.安全性试验绝缘电阻。变压器各绕组及绕组与铁芯﹑静电屏蔽层之间的绝缘电阻在常态下均应大于1000MΩ ,在高温试验和恆定温热试验后应不低于10MΩ(IEC-65规定为不低于4 MΩ),测试绝缘电阻的直流电压为500V。5.耐压测试变压器初级与次级绕组﹑铁芯﹑静电屏蔽层之间应能承受50Hz,3500V(有效值)电压作用(IEC-65规定为3000V有效值)。次级绕组与铁芯﹑静电屏蔽层之间能承受50Hz﹐1000V(有效值)电压的作用而无击穿和飞弧(arcing)。限定电流为1mA(该值视变压器功率而言﹐最大不超过10mA。6.输出端配线技术高频变压器(如FLYBACK)将能量供给负载系统的过程中﹐当引线长且配线不合理时﹐线间所产生的寄生电容就会增加到不可忽视的程度﹐共模杂声就会通过这个寄生电容转播和导入到负载系统﹐使负载系统不能正常工作。试验证明﹐採用交纽线比并行线传输效果要好﹐即将输出端的两根线直接交纽在一起﹐再经过滤波电容传输给负载﹐这就能得到很好的滤波效果。这种方法是最经济﹑效果又好﹑是实际应用中用得最多的一种。7.屏蔽及屏蔽技术目的﹕消除绕组间通过分布电容产生的电耦合﹐防止外部高频信号对变压器工作信号和负载的干扰。措施﹕静电屏蔽﹑磁心接地﹑变压器加金属罩方法﹕对于静电屏蔽﹐用铜薄带或金属绝缘膜隔离围绕在初级和次级之间﹐构成电气屏蔽。屏蔽厚度必须远小于穿透深度﹐一般为穿透深度的叁分之一。屏蔽应当以最小的引线电感直接焊接到变压器初级线圈的“静止”(输入电源+或-)电压端或大地﹐并屏蔽本身绝缘不能构成短路匝﹐才能起屏蔽作用。8.漏感以及漏感的影响一般而言﹐变压器的初级或多或少存在漏感﹐而一部分高频变压器用在开关电源(switching)上﹐开关电源使用一片IC,一般称为电源开关管。当电源开关管由导通到截止时会产生反电动势﹐反电动势又会对变压器初级线圈的分布电容进行充放电﹐从而产生阻尼振荡﹐即产生振铃。漏感产生的电动势的幅度也很高﹐其能量也很大﹐因此漏极钳位电路的损耗大﹐电源的效率低。如果不采取保护措施﹐反电动势力产生的阻尼振荡还会产生很强的电磁辐射﹐不但对机器本身造成严重干扰﹐对机器周围环境也会产生严重的电磁干扰。对于一个符合绝缘及安全性国际标准的高频变压器﹐其漏感量应为次级开路时初级电感的1%~3%。9.减少漏感的措施为了减少变压器漏感对周围电路产生电磁感应的影响﹐一方面要求变压器的漏感要做得小﹐另一方面一定要在变压器的外围包一层薄铜箔﹐以构成一个低阻抗短路线圈﹐把漏感产生的感应能量通过涡流损耗掉。如何把变压器的漏感做到最小呢﹖1.减少绕组的匝数﹐选用高饱和磁感应强度﹐低损耗的磁性材料。2.减少绕组的厚度﹐增加绕组的高度﹔3.尽可能减少绕组间的绝缘厚度﹔4.初次级采用分层式交叉绕制﹔5.对于环行磁心变压器﹐均应沿环行磁心周围均匀绕制。10.分布电容的影响以及减少措施分布电容的影响﹕分布电容是引起开关初级到次级之间共模噪声的通道﹐它不仅能使开关电源效率降低﹐还与绕组的分布电感构成LC振荡器﹐产生振铃噪声﹐其中初级绕组分布电容的影响尤为显着。减少分布电容的方法﹕1.尽量减少每匝导线的长度﹔2.在初级绕组间加绝缘层。11.高频变压器的损耗一个高效率的高频变压器应该具备以下条件﹕直流损耗和交流损耗低﹐绕组本身的分布电容以及各绕组间的耦合电容要小。变压器的损耗﹕1.直流损耗。是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率﹐应该尽量选较粗的导线﹐并使其电流密度在4~10A/MM2范围内。2.交流损耗。是由于高频电流的趋肤效应以及磁心损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从导线表面流过的现象称为趋肤效应。变压器的损耗就是两者之和。12.磁芯损耗的分类软磁铁氧体磁心总损耗通常分为叁种类型﹕磁滞损耗﹑涡流损耗Pc 和剩余损耗Pr 。磁滞损耗正比于直流磁滞回线的面积﹐与频率成线性关系。涡流损耗Pc=Cef2B2/ρ ,其中Ce是尺寸常数﹐ρ是在测量频率f时的电阻率。随着频率提高﹐涡流损耗在总损耗中的比重逐步增大﹐当工作频率达到200~500kHZ时涡流损耗已经占支配地位。13.涡流损耗的介绍在磁芯线圈中加上交流电压时﹐线圈中流过激磁电流﹐激磁安匝产生的全部磁通Φ通过磁芯﹐假如磁芯是导体﹐磁芯本身截面周围将链合全部磁通而构成单匝的次级线圈。当交流激磁电压为U1时﹐根据电磁感应定律可知﹐U1= N1dΦ /d t,每一匝的感应电势﹐既磁芯截面最大周边等效一匝感应电势为U1/N1= dΦ /d t.。因为磁芯材料的电阻率不是无穷大﹐顺着磁芯周边有一定的电阻值﹐感应电压产生电流ie,即涡流﹐流过这个电阻引起损耗﹐即涡流损耗。14.铁芯气隙(Gap)的作用和方法气隙(Gap)的作用﹕1.避免磁芯饱和﹐降低剩余磁感应强度就提高磁芯工作的直流磁场强度。2.使磁化曲线倾斜﹐以提高直流工作磁场。气隙(Gap)最好开在中柱。因为杂散磁通﹑边缘磁通和端面磁通全部经过线圈中心的截面﹐这裡的磁通密度最大﹐可能先发生饱和。15.两个重要的概念趋肤效应。导线中有交流电通过时﹐因导线内部和边缘部分所交链的磁通量不同﹐导致导线截面上的电流产生不均匀分布﹐相当于导线有效面积减少﹐这种现象称为趋肤效应。随着工作频率的提高﹐趋肤效应影响越大。穿透深度。穿透深度是由于趋肤效应﹐交流电沿导线表面开始能达到的径向深度导线流过高频交变电流时﹐有效截面的减少可用穿透深度来表示。导线的选择塬则。在选用变压器初﹑次级的线经时﹐应遵循导线直径小于两倍穿透深度的塬则﹐当导线要求的直径大于两倍穿透深度的决定的线径时﹐可採用小直径的导线(直径应该小于两倍穿透深度)多股并绕或者採用扁铜线设计。看完高频变压器的测试详细过程，技术控们是不是按压不住自己的双手了呢？其实大家有兴趣的话，也可以自己做一个小小的高频变压器进行测试，看看合不合格。高频变压器并不是固定的电压或者电流，而是通过开关的需要来变换的，可以轻松的控制输出的电流，所以高频变压器是开关的好朋友，不能分开，因为分开就有可能会出事故，容易发生危险。
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计算高频变压器参数方法
[导读]一． 电磁学计算公式推导：
1．磁通量与磁通密度相关公式：
Ф = B * S
----- 磁通(韦伯)
----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯)
1韦伯每平方米=104高斯
----- 磁路的截
一． 电磁学计算公式推导：
1．磁通量与磁通密度相关公式：
&&&& Ф = B * S&&&&&&&&&&&&&&&&&&& ⑴
Ф& ----- 磁通(韦伯)
B&& ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯)& 1韦伯每平方米=104高斯
S&& ----- 磁路的截面积(平方米)本文引用地址:
&&&& B = H * &&&&&&&&&&&&&&&&&&&& ⑵
&& ----- 磁导率(无单位也叫无量纲)
H&& ----- 磁场强度(伏特每米)
&&&& H = I*N / l&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& ⑶
I&& ----- 电流强度(安培)
N&& ----- 线圈匝数(圈T)
l&& ----- 磁路长路(米)
2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式：
&&&& EL =SФ /
* N&&&&&&&&&&&& ⑷
&&&& EL = Si /
* L&&&&&&&&&&&& ⑸
SФ& ----- 磁通变化量(韦伯)
Si&& ----- 电流变化量(安培)
St&& ----- 时间变化量(秒)
N&&&& ----- 线圈匝数(圈T)
L&&&& ------- 电感的电感量(亨)
由上面两个公式可以推出下面的公式：
* N = Si /
* L& 变形可得：
N = Si * L/SФ&
& 再由Ф = B * S& 可得下式:
N = Si * L / ( B * S )&&&&& ⑹
且由⑸式直接变形可得：
Si = EL& *
/ L&&&&&&&&&&& ⑺
联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式:
L =(&* S )/ l * N2&&&&&&&&&&&&&&&&&& ⑻&&&&&&&&
这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素)
3．电感中能量与电流的关系：
&&&& QL = 1/2 * I2 * L&&&&&&&&&&&& ⑼
QL& -------- 电感中储存的能量(焦耳)&
I&& -------- 电感中的电流(安培)
L&& ------- 电感的电感量(亨)&
4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式：
N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D))&&&&& ⑽
N1& -------- 初级线圈的匝数(圈)&&&& E1& -------- 初级输入电压(伏特)&
N2& -------- 次级电感的匝数(圈)&&&& E2& -------- 次级输出电压(伏特)
二． 根据上面公式计算变压器参数：
1． 高频变压器输入输出要求：
输入直流电压：&&&&&&&& 200--- 340 V
输出直流电压：&&&&&&&& 23.5V&&&&&
输出电流：&&&&&&&&&&&& 2.5A * 2
输出总功率：&&&&&&&&&& 117.5W
2． 确定初次级匝数比：
次级整流管选用VRRM =100V正向电流(10A)的肖特基二极管两个，若初次级匝数比大则功率所承受的反压高匝数比小则功率管反低,这样就有下式：
N1/N2 = VIN(max) / (VRRM * k& / 2)&&&&&&&& ⑾
N1 ----- 初级匝数&&&& VIN(max)& ------& 最大输入电压&&& k ----- 安全系数
N2 ----- 次级匝数&&&& Vrrm& ------& 整流管最大反向耐压
这里安全系数取0.9
由此可得匝数比N1/N2& =& 340/(100*0.9/2) ≌ 7.6
3． 计算功率场效应管的最高反峰电压:
Vmax = Vin(max) + (Vo+Vd)/ N2/ N1&&&&&&&&&&&&& ⑿
Vin(max)& -----& 输入电压最大值&&&&&&&&&& Vo ----- 输出电压&
Vd&&& ----- 整流管正向电压
Vmax = 340+(23.5+0.89)/(1/7.6)
& 由此可计算功率管承受的最大电压: Vmax ≌ 525.36(V)
4． 计算PWM占空比：
由⑽式变形可得：
D = (N1/N2)*E2/(E1+(N1 /N2*E2)&&&&&&&&&
D=(N1/N2)*(Vo+Vd)/Vin(min)+N1/N2*(Vo+Vd)& ⒀
D=7.6*(23.5+0.89)/200+7.6*(23.5+0.89)
由些可计算得到占空比 D≌ 0.481
5． 算变压器初级电感量：
为计算方便假定变压器初级电流为锯齿波，也就是电流变化量等于电流的峰值,也就是理想的认为输出管在导通期间储存的能量在截止期间全部消耗完。那么计算初级电感量就可以只以PWM的一个周期来分析，这时可由⑼式可以有如下推导过程：
（P/&）/ f& = 1/2 * I2 * L&&&& ⒁
P ------- 电源输出功率 (瓦特)& & ---- 能量转换效率& f ---- PWM开关频率将⑺式代入⒁式：
（P/&）/ f& = 1/2 * (EL& *
/ L)2 * L&& ⒂
St& = D /& f&& (D ----- PWM占空比)&&&&&
将此算式代入⒂式变形可得：
L = E2 * D2 *&/ ( 2 * f * P )&&&&&&& ⒃
这里取效率为85%， PWM开关频率为60KHz.
在输入电压最小的电感量为：
L=2 * 0.85 / 2 * 60000 * 117.5
&&&& 计算初级电感量为: L1 ≌ 558(uH)
计算初级峰值电流：
由⑺式可得：
Si = EL& *
/ L = 200 * (0.481/60000 )/ (558*10-6)
&&& 计算初级电流的峰值为: Ipp ≌ 2.87(A)
&& 初级平均电流为： I1 = Ipp/2/(1/D) = 0.690235(A)
6． 计算初级线圈和次级线圈的匝数：
磁芯选择为EE-42(截面积1.76mm2)磁通密度为防治饱和取值为2500高斯也即0.25特斯拉, 这样由⑹式可得初级电感的匝数为:
N1= Si * L / ( B * S ) = 2.87 * (0.558*10-3)/0.25*(1.76*10-4)
&&&& 计算初级电感匝数:& N1 ≌ 36 (匝)
&&& 同时可计算次级匝数： N2 ≌ 5 (匝)
7． 计算次级线圈的峰值电流：
根据能量守恒定律当初级电感在功率管导通时储存的能量在截止时在次级线圈上全部释放可以有下式：
&& 由⑻⑼式可以得到：
Ipp2=N1/N2* Ipp&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& ⒄
&&&&&&&&&&&&& Ipp2 = 7.6*2.87
由此可计算次级峰值电流为：Ipp2 = 21.812(A)
次级平均值电流为I2=Ipp2/2/(1/(1-D))= 5.7(A)
6.计算激励绕组(也叫辅助绕组)的匝数：
因为次级输出电压为23.5V，激励绕组电压取12V，所以为次级电压的一半
由此可计算激励绕组匝数为: N3 ≌ N2 / 2 ≌ 3 (匝)
&&&&&&& 激励绕组的电流取:& I3 = 0.1(A)
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