峰值电流模同步降压型DC-DC变换器设计--《国防科学技术大学》2009年硕士论文
峰值电流模同步降压型DC-DC变换器设计
【摘要】：
随着消费类电子产品的不断普及,电源管理类芯片的应用也日趋广泛。开关型DC-DC变换器是一种高效率的电源形式,具有效率高、输出功率稳定、纹波较小、集成度高等特点,能够广泛适用于各类便携式电子设备。论文从开关电源在便携式设备中的应用需求出发,通过系统设计、电路设计和性能仿真验证,实现了一款带片上电流采样电路的峰值电流模同步降压型DC-DC变换器。
本文全面而深入的研究了峰值电流模同步降压型变换器的工作原理和关键技术,为整体电路设计提供了理论依据。在理论分析的基础上,设计采用了峰值电流模PWM控制方案,通过利用片内具有低导通电阻的功率器件MOSFET和具有高精度、低损耗的电流采样电路实现了快速精确的峰值电流模式控制,提高了变换器在电源电压和负载变化时的瞬态响应能力和转换效率;并分析了峰值电流模PWM降压型变换器的不稳定因素和斜坡补偿的原理,根据斜坡补偿的需要设计一种结构简单、线性度好的斜坡补偿电路,消除了峰值电流模DC-DC变换器中占空比大于50%时出现的开环不稳定性、次谐波振荡以及对噪声敏感的缺点;此外设计了具有跳频功能的单沿脉宽调制器,提高了轻载时变换器的转换效率,调制器内嵌振荡器采用了一种基于恒流源的双环充放电结构,可以输出1MHz的稳定时钟信号,高的开关频率不但实现了更快的环路性能,而且允许使用扁平电感和陶瓷电容来设计滤波网络,以满足便携式应用的要求。
最后,在电路原理分析的基础之上,采用0.35μm CMOS工艺和HSPICE仿真软件对子电路模块和整体电路进行了功能和性能参数的仿真验证,仿真结果表明该变换器可以在2.6V～4V的输入电压范围内和600KHz～1.2MHz的开关频率内正常工作。
【学位授予单位】：国防科学技术大学【学位级别】：硕士【学位授予年份】：2009【分类号】：TM46
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400-819-9993开关电源变换器工作模式--电流模式(1)
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开关电源变换器工作模式--电流模式
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刘松，松哥电源，微信公众号：adlsong2016&&&&&
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常规峰值电流模式结构
峰值电流模式是双闭环控制系统，反馈有二个环路：电压外环和电流内环，如图1所示。电压外环包括电压误差放大器，反馈分压电阻器和反馈补偿网络。
电压误差放大器有通用放大器和跨导型放大器两类型。电压误差放大器是通用放大器时，电压误差放大器的同相端接到参考电压Vref，反馈分压电阻器连接到电压误差放大器反相端FB，反馈网络连接在反相端FB和电压误差放大器的输出端COMP之间，如图1(a)所示。
若电压放大器是跨导型放大器，由于跨导型放大器的输出阻抗很大，反馈网络可以直接连接在电压误差放大器的输出端ITH和地之间，如图1(b)所示。目前，在高频DCDC变换器中，跨导型放大器应用更多。
注意的是：对于跨导型放大器，分压电阻器下面的电阻参入反馈环。对于通用放大器，分压电阻器下面的电阻不参入反馈环，仅仅用于误差放大器输入端的电流偏置。
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图1：峰值电流模式的控制系统图&
通用放大器反馈网络&&&&&(b)
跨导型放大器反馈网络
图2：放大器反馈网络
常规峰值电流模式工作过程&
峰值电流模式工作过程如下：
（1）时钟信号来的时候，上管开通，开始一个开关周期。电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压信号也线性上升。电感的电流继续线性上升，电流检测电阻的电压信号也上升，当此电压上升到等于电压外环的输出电压信号时，电流比较器的输出翻转，上管关断。
（2）上管关断后，电感开始去磁，电流线性下降，到下一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复，如图3所示。
常规峰值电流模式调节工作原理
峰值电流模式调节工作原理如下：
（1）当输出负载增大时，输出电压降低，因此，Vc增大，线性增加的电感电流只有升高到更大的值才能使PWM电流比较器翻转，开关管导通的时间增长，占空比增加，输入功率增加，因此输出电压增加，当输出电压增加到调节的范围内时，系统保持平衡。
（2）当输出负载降低时，输出电压升高，因此，Vc降低，线性增加的电感电流在较低的值就可以使PWM电流比较器翻转，开关管导通的时间缩短，占空比降低，输入功率降低，因此输出电压降低，当输出电压降低到调节的范围内时，系统保持平衡。
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&图3：峰值电流模式的控制波形
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注意到：峰值电流模式中，外环的输出电压的电压误差放大信号为内环的电流信号的给定信号，因此内环的电流信号由外环的电压信号控制，由此可见，峰值电流模式的功率级实际上相当于一个电压控制的电流源，电流内环仅仅控制功率电感的电流的动态变化，而电压外环仅仅控制输出电压的动态变化，电感相当于在控制环路之外，形成一个单极点控制系统。
在峰值电流模式中，系统检测峰值电流，并在设定的峰值电流点关断，与平均电感电流大小变化相一致，但是峰值并不能和平均电感电流大小相对应，在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可能对应着不同的平均电感电流，而平均电感电流才真正决定输出电压值。&&&
DCDC变换器可以工作于电流连续模式或是电流非连续模式，电流连续模式CCM或是电流非连续模式DCM主要是针对于电感的电流，在每一个开关周期开始前，电感的电流为0，则为非连续模式，否则就是连续模式。
对于电压模式的变换器,在电感电流连续时CCM，它以2极点系统方式工作，在电感电流非连续时DCM，则以单极点方式工作，所以两者需要不同的补偿电路。
对于电流模式,无论是电感电流连续CCM还是电感电流非连续DCM，都是以单极点方式工作，功率级的传递函数非常类似，即使是负载电流大幅的变动，动特性本身却不会有大的变化，所以工作的负载范围非常宽，而且补偿电路也很简单。&&&&
常规峰值电流模式优缺点&
峰值电流模式的优点：
（1）内在固有的逐个脉冲限流功能，具有自动磁通平衡功能。
（2）电感电流真正的软起动特性。
（3）精确的电流检测环。
（4）峰值电流没有经过滤波取平均值，输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应速度快，动态响应快。
（5）一阶的系统，容易设计反馈环，反馈补偿简单，系统的稳定余量大，稳定性好，增益带宽大，即便是输出只用陶瓷电容，也容易设计补偿，补偿管脚只用简单的RC网络就能对输出负载瞬态做出稳定的响应。
（6）控制环与输入电压无关，内在的自动电压前馈，系统具有好的线性调整性能。
（7）精确快速的电流均流，易实现多相位/多变换器的并联操作得到更大输出电流。
（8）允许大的输入电压纹波从而减小输入滤波电容，提高了输入的功率因素。
（9）输出允许用陶瓷电容，体积更小，省空间、成本。
&峰值电流模式的缺点：
（1）峰值电流模式中占空比大于50%时，系统的开环不稳定，产生次谐波振荡，需要斜坡补偿。
（2）存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。
（3）闭环响应不如平均电流模式控制理想。
（4）系统会受到电流噪声的干扰而误动作，对噪声敏感，抗噪声性能差。
（5）电路拓扑受限制，对多路输出电源的交互调节性能不好。
（6）双反馈环，需要额外的一个电流放大器，而且电流放大器检测高电压母线上的电流时，需要高共模输入电压的差分放大器。
（7）电流检测有延时。为了滤除电流噪声，需要前沿消隐时间LEB。在低压大电流输出时，如果前沿消隐时间大于系统的最小导通时间，脉宽限流功能不能正常工作，从而导致电感电流走飞run
away而饱和。在软起动过程中，也可能出现这样的问题。
2&固定关断时间的峰值电流模式工作原理及特点
固定关断时间电流控制模式是一种变化的峰值电流模式，也是双环控制系统，但是，这种模式工作在变频控制方式，如图1所示。
&&&&&&&&&&&&&&&
图1：固定关断时间模式的控制系统图
固定关断时间控制模式工作过程如下：
（1）定时器输出高电平，开关管导通，电感的电流线性增加，电流检测电阻的电压信号经电流放大器放大后，与电压误差放大器的输出电压Vc进行比较，此时，由于电流放大器的输出信号Vs小于Vc，比较器输出不会翻转，定时器维持高电平输出，开关管导通，电感的电流继续线性增加，当Vs大于Vc时，比较器翻转。
（2）比较器翻转后，比较器输出高电压信号同时送出给定时器和触发器，开关管关断，电感的电流线性降低，同时内部的定时电路启动。
（3）定时器延时一个固定的关断时间后，送出高电平信号，开关管又开通，进入下一个周期，如此反复。
固定关断时间控制模式的特点是结构简单，但系统也是变频控制。
3&相加峰值电流模式的工作原理及特点
相加峰值电流模式控制也是一种变化的、具有双环控制系统的峰值电流模式，外环是电压环，输出电压经分压电阻器分压后与参考电压进行比较，然后经电压误差放大器放大，如图2所示。图中为通用型放大器，电压误差放大器的输出信号为Vc。
电流检测信号经电流放大器K放大后输出为Vs，Vs
和Vc信号由加法器作加法，得到的输出为Ve,Ve=Vs-Vc，Ve值连接到PWM比较器的反相端，与PWM比较器同相端的参考电压VIR进行比较。
相加峰值电流模式工作过程如下：
（1）振荡器输出脉冲信号为高电平，开关管导通，开始一个开关周期。电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压信号也线性上升。
（2）电感电流继续线性上升，电流检测电阻的电压信号也上升，当Ve的电压高于VIR时，电流比较器的输出翻转，从低电平翻转为高电压，开关管关断，电感开始去磁，电流线性下降，到下一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复。
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图2：相加电流模式的控制系统图
调节工作原理如下：
（1）当输出负载增大时，输出电压降低，因此，Vc增大，Vs-Vc降低，Vs-Vc与VIR比较，由于Vs-Vc的值降低，使开关管关断的时刻向后延迟，导通时间增大，占空比增加，输入功率增加，因此输出电压增加。当输出电压增加到调节的范围内时，系统保持平衡。
（2）当输出负载降低时，输出电压升高，因此，Vc降低，Vs-Vc增大，Vs-Vc与VIR比较，由于Vs-Vc的值增大，使开关管关断的时刻提前，导通时间减小，占空比减小，输入功率降低，因此输出电压降低。当输出电压降低到调节的范围内时，系统保持平衡。
相加电流模式的优点和缺点与峰值电流模式相同
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以上网友发言只代表其个人观点，不代表新浪网的观点或立场。&&& 一、电流型控制原理及特点
&&&&原理：
&&&&电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。
&&&&可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。
&&&&特点：
&&&&a)由于输入电压Vi的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到0.01%V,能够与线性移压器相比。
&&&&b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。
&&&&c)由于Rs上感应出峰值电感电流,只要Rs上电平达到1V,PWM控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。
&&&&d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。
&&&&e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。
&&&&二、峰值电流控制与平均电流控制的比较
&&&&峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:
&&&&(1)对噪声敏感，峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿(即开关电流)同设定的电流值相比较,当瞬态电流达到设定值,PWM比较器输出翻转将功率开关管关断。电感电流上升到设定值的坡度即(Vin-Vout)/L很小,特别是Vin小时坡度更小,所以这种控制方法易受噪声干扰。每次开关管通断时都会产生噪声尖峰,并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断,使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波,所以对于峰值电流控制模式,电路布局和噪声旁路设计对电路的正常工作很重要,平均电流模式控制可以简化这部分工作。
&&&&(2)需斜坡补偿,对于峰值电流控制,当占空比大于50%时扰动电流引起的电流误差越变越大。上一页1
?(01.03 17:39)?(01.03 17:14)?(01.03 17:12)?(01.03 17:10)?(01.03 11:05)?(01.03 10:30)下载费用： 10.00 元 &
&&&&&&&&&&&&电流控制技术与斜坡补偿
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资源描述：电流控制技术和斜坡补偿 叶泽刚 ( 西安科技大学电气与控制工程学院 陕西 西安 710054) 一 、 电流型控制原理及特点 原理 ： 电流型脉宽调制 (PWM)控制器是在普通电压反馈 PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节 ,因而除了包含电压型 PWM 控制器的功能外 ,还能检测开关电流或电感电流 ,实现电压电流的双环控制 。 控制原理框图如下图 （ 图 1） 所示 。 图 1 双环电流型控制器原理图 从图 1 可以看出 ,电流型控制器有两个控制闭合环路 :一个是输出电压反馈误差放大器 Ａ ,用于与基准电压比较后产生误差电压 ;另一个是变压器初级 (电感 )中电流在 Rs 上产生的电压与误差电压进行比较 ,产生调制脉冲的脉宽 ,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用 。 系统工作过程如下 :假定输入电压下降 ,整流后的直流电压下降 ,经电感延迟使输出电压下降 ,经误差放大器延迟 Vca 上升 ,占空比变化 ,从而维持输出电压不变 ,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降 ,电感电流的斜率 di/dt 下降 ,导致斜坡电压推迟到达 Vca,使 PWM 占空比加大 ,起到调整输出电压的作用 。 由于既对电压又对电流起控制作用 ,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用 。 特点 ： a)由于输入电压 Vi 的变化立 即反映为电感电流的变化 ,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度 (电流控制环 ),因而使得系统的电压调整率非常好 ,可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比 。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性 ,反馈回路的增益较高 ,不会造成稳定性与增益的矛盾 ,使输出电压有很高的精度 。 ｃ )由于 Rs 上感应出峰值电感电流 ,只要 Rs 上电平达到 1V,PWM 控制器就立即关闭 ,形成逐个脉冲限流电路 ,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时 ,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内 ,在过载和短路时对主开关管起到有效保护 。 d)误差放 大器用于控制 ,由于负载变化造成的输出电压变化 ,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小 ,明显改善了负载调整率 。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器 ,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较 ,就可以实现并联均流 ,因而系统并联较易实现 。 二 、 峰值电流控制与平均电流控制的比较
qq: Research Direction： Power Electronic Circuit &Mixed-Signal Circuit Design 峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点 : (1)对噪声敏感 ， 峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿 (即开关电流 )同设定的电流值 相比较 ,当瞬态电流达到设定值 ,ＰＷＭ 比较器输出翻转将功率开关管关断 。 电感电流上升到设定值的坡度即 (Vin-Vout)/L 很小 ,特别是 Vin 小时坡度更小 ,所以这种控制方法易受噪声干扰 。 每次开关管通断时都会产生噪声尖峰 ,并且耦合到控制 电路的一个小电压就能使开关管迅速关断 ,使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波 ,所以对于峰值电流控制模式 ,电路布局和噪声旁路设计对电路的正常工作很重要 ,平均电流模式控制可以简化这部分工作 。 (2)需斜坡补偿 ,对于峰值电流控制 ,当占空比大于 50%时扰动电流引起的电流误差越变越大 。 所以尖峰电流模式控制在占空比大于 50%时 ,电路工作不稳定 ,需给 ＰＷＭ 比较器加坡度补偿以使电路稳定 。 内部电流环的增益尖峰会使相移超出范围 ,导致电路工作不稳定 ,使电压环进入次谐波振荡 。 这时在连续固定的驱动脉冲时 ,输出占空比却在变化 ,这时 也需斜坡补偿来抑制次谐波振荡 。 (3)具有尖峰值 /平均值误差 ,在尖峰电流控制模式中 ,随着占空比的不同 ,电感电流的平均值亦不同 ,通过斜坡补偿可以获得不同占空比下一致的电感电流 ,但这也增加了电路的复杂性 。 另外电感电流的平均和峰值间也存在差值 ,在 BUCK 电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小 ,并且存在电压外环的校正作用 ,所以峰值和平均值的这种误差可以忽略 ;在 BOOST 电路中 ,峰值要跟随输入电网的正弦波 ,所以和平均值间的误差很大 ,在小电流时 ,尤其是电流不连续时 ,如每半周期输入电流过零时 ,这种误差最大 ,它会 使输入电流波形畸变 。 这时就需要一个大电感来使电感电流的纹波变小 ,但这将使电感电流的坡度变窄 ,减小抗干扰能力 。 平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是 : ① 具有高增益的电流放大器 ,平均电流可以精确地跟踪电流设定值 。 这点应用在高功率因数控制电路中尤其重要 ,此时用一个小电感就能获得小于 3%的谐波畸变 ,并且即使电路模型由连续电流模式过渡到不连续电流模式 ,平均电流法也能很好地工作 ; ② 噪声抑制能力强 ,因为当时钟脉冲使功率开关管开通后 ,晶振幅度迅速降到了一个低值 ; ③ 无须斜坡补偿 ,但为了电路工作稳定 ,在开关频率附近必须限定环 路增益 ; ④ 平均电流法可应用在任意电路拓扑上 ,既能控制 BUCK和 Flyback电路的输入电流 ,又能控制 Boost 和 Flyback 电路的输出电流 。 若加入到 ＰＷＭ 比较器输入端的波形坡度不合适 ,功率开关控制电路就会发生次谐波振荡 。 峰值电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振荡 ;平均电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的 。 所以 ,用平均电流模式解决次谐波问题更为合适 。 在平均电流模式中为了抑制次谐波和限定开关频率附近电流放大器增益 ,在电路设计中必须遵循的一条标准是 :接到 ＰＷＭ 比较器的一个输入端的电感电流下降沿不能大于接 到 PWM 比较器的另一个输入端的晶振幅值坡度 。这也间接设定了最大电流环路增益的交越频率 。 三 、 斜坡补偿的引入 斜坡补偿原理 ： 鉴于以下原因 ,峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿 。 1 电路的稳定性 图 2、 图 3 分别是占空比大于 50%和小于 50%的尖峰电流控制的电感电流波形图 。 其中Ve 是电压放大器输出的电流设定值 ,?Io 是扰动电流 ,ｍ 1、ｍ 2 分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率 。 由图可知 ,当占空比小于 50%时扰动电流引起的电流误差 ?I1 变小了 ,而占空比大于50%时扰动电流引起的电流误差 ?I1 变大了 。 所以尖峰电流模式控制在 占空比大于 50%时 ,经过一个周期会将扰动信号扩大 ,从而造成工作不稳定 ,这时需给 ＰＷＭ 比较器加坡度补偿以稳定电路 ,如图 4 所示 。 加了坡度补偿 ,即使占空比小于 50%,电路性能也能得到改善 。 图 2 占空比小于 50% 图 3 占空比大于 50% 斜坡补偿前 ???????-=?121 mmIIo ， 补偿后 ??????++?-=?121 mmmmIIo ， 对于占空比为 100%的情况 ，稳定时必须满足 ??????++12mmmm 1 ， 通常选择补偿坡度为电感电流下讲沿的斜率 2m ， 这样扰动信号在一个周期内就完成了校正 ， 如图 5 所示 。 图 4 占空比大于 50% 带坡度补偿 图 5 m=m2 时 ， 电感电流波形 对于 BUCK 电路 ， 补偿坡度是 LV0 ， 由于输入电压恒定 ， 所以补偿值便于计算并恒定 ； 对于Boost 电路 ， 补偿坡度是 L VV oin - ， 由于输入电压随电网变化 ， 所以补偿值不恒定 ， 这样对于固定补偿网络 ， 很多时候会发生过补偿或欠补偿 ， 降低了电路的性能并导致波形畸变 ， 因此 ，Boost 电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式 ， 来避免斜坡补偿 。 2.减小尖峰值 /平均值误差 电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误差电压 Ve 设定的值 ,即可用一个恒流源来代替电感 ,使整个系统由二阶降为一阶 。 但如图 6 所示 ,尖峰电流控制模式中随着占空比 Ｄ 1、Ｄ 2 的不同 ,电感电流的平均值 I1、 I2 亦不同 。 如图 7 示 ,可以通过斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流 。 图 6 尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流 波形图 另外图 7 所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值 ,在 ＢＵＣＫ 电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小 ,并且存在电压外环的校正作用 ,所以峰值和平均值的这种误差可以忽略 ;在 ＢＯＯＳＴ 电路中 ,峰值要跟随输入电网的正弦波 ,所以和平均值间的误差很大 。 这种误差最大 ,需要一个大电感来使电感电流的纹波变小 ,减小抗干扰能力 。 这也是在 ＢＯＯＳＴ 中采用平均值电流模式的原因 。 图 7 尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图 3.抑制次谐波振荡 内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题 。 这种 增益尖峰发生在二分之一开关频率处 ,使相移超出范围 ,导致不稳定 ,并使电压环进入次谐波振荡 。 这时在连续固定的驱动脉冲下 ,输出占空比却在变化 ,如图 8 所示 。 采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡 。 图 8 次谐波振荡时的电感电流波形 4.振铃电感电流 每个周期的电感电流误差关系如下 ： ??????++?-=?-121 mmmmIInn 由此可以绘出每个周期 相关资源
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