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高压输电线路故障测距方法的研究
时间： &&来源：华天电力&&阅读：8759 次
&&&&&&& 一、引言&&&&&&& 高压架空是电力系统的重要组成部分，它担负着输送电能的重要任务，是发电厂和终端用户的纽带，同时也是整个系统安全稳定运行的基础。随着电力系统规模的日益扩大，高压远距离输电线路日益增多，高压输电线路故障对电力系统、工农业生产和人们日常生活的影响也越来越大。由于高压和超高压书输电线路往往暴露在不同的环境并分布在广大的理想区域，其穿越区域地形复杂、运行环境恶劣，因此它也是电力系统中发生故障最多的地方，一旦发生故障，遇线工作艰苦困难，并需要花费大量时间，尤其是闪络等瞬时故障占90%-95%，而这类故障造成的局部绝缘损伤一般没有明显的痕迹，给故障点的查找带来极大困难。&&&&&&& 如果能快速、准确的进行故障定位，一方面可以缩短查找故障点的时间，节约人力物力，减轻巡线人员的劳动强度，另一方面能及时的发现输电线路了的薄弱环节，及时发现绝缘隐患，及早采取防范措施，使故障及时得到处理保证迅速恢复供电，提高运行的可靠性，并减少因停电而造成的巨大损失。高压输电线路的准确故障测距是从技术上保证电网的安全稳定和经济运行的重要措施之一，具有巨大的社会和经济效益，因此故障测距是国内外电力生产部门及科研单位密切关注的研究课题之一。&&&&&&& 二、故障测距方法的分类&&&&&&& 高压架空线路的简单故障类型有十种，即：三种单相故障、三种相间故障、三种两相对地故障和一种三相故障。为了不失一般性，本文以图1所示双电源单间线单相接地故障为例介绍测距算法。图1所对应的集中参数等效电路如图2所示：
&&&&&& （一）阻抗测距方法&&&&&&& 利用单端数据的阻抗测距方法大致可以分为两类：一是解微分方程法，二是利用测量端工频量的测距方法。&&&&&&& 1、解微分方程法&&&&&&&&解微分方程测距方法一般忽略线路的分布电容，利用两个不同时刻的瞬时采样值，可以获得两个独立的方程，如式（2）和（3），并用差分代替微分，联立求得故障距离。根据所对应的集中参数等效电路图2可得：
&&&&&&& 对于A相接地故障，则有
&&&&&&&&该方法算法简单，无需双侧系统参数和故障前负荷状态下的数据，响应时间短而且不必去除非周期分量，需要的总时窗短。&&&&&&& 该方法存在的问题是：视线路电流和故障支路电流为同相，测距结果受故障电阻和系统运行方式的影响：解方程时，以差分代替微分，采样频率越低误差越大；另外对高阻接地测距精度不能保证。&&&&&&& 2、利用单端数据的阻抗测距方法&&&&&&& 双电源单回线单相接地故障仍以图1所示，由图可得基本方程为：
&&&&&&&&根据零序网络可得：
&&&&&&& 分析可得，基于工频量的单端测距方法，原理上无法克服对侧系统运行阻抗变化对测距的影响，由于未知量数目大于方程数目，所以只能得到近似解，为了解决这一问题，最初利用检测端电流代替故障电流，由于对侧系统助增电流及线路分布电容的影响，导致故障支路电流与检测端电流相位不同，给测距带来了误差，围绕故障支路电流与检测端电流关系的问题，人们提出了多种不同的处理方法，从而形成了多种测距算法。&&&&& （1）利用付氏和拉氏变换的测距算法：采用付氏变换和拉氏变换的测距算法，最大特点就是假定检测电流和故障支路电流同相位，不可避免的会造成测距误差。&&&&& （2）零序电流相位修正法：零序电流相位修正法考虑了测量端和故障支路电流的相位差，实际就是逐次修正相位差和故障距离，求解测距方程，随着迭代过程的进行，逐渐收敛到实际故障距离，原理上可以消除过渡电阻的影响，但是此方法是基于集中参数线路模型，未考虑线路分布电容的影响。&&&&& （3）零序电流修正法：零序电流修正法仍是用测量端电流代替故障支路电流初始值的一种迭代算法，该方法的数值结果可能会收敛至伪根，或者不收敛。&&&& （4）解二次方程算法：解方程测距算法是将测距方程按实部、虚部分解并消去故障过渡电阻，从而得到关于故障距离的一元二次方程，只要已知对端系统阻抗就可以通过求解二次方程实现精确测距。它很好的处理了测量端电流和故障支路电流的不同相问题，从原理上消除了过渡电阻的影响，但是因为此方法利用对侧系统阻抗，而对侧系统阻抗随着系统运行方式的变化时刻变化，从而给测距带来误差。另外，测距方程两个根有可能都在长线内，出现伪根情况。&&&&& （5）实时对称分量法：这种测距方法一般假设过渡电阻为一实数，推出故障点故障电压和故障电流，两者比值为实数求得故障点位置。&&&&&&&&除了上述的单端测距算法外，近年来许多研究者把相关学科的研究成果引入到故障测距的研究中，提出了许多新颖的测距算法，如优化方法、卡尔曼滤波技术、模式识别技术、模糊理论等智能化测距方法。&&&&&&& 3、利用双端数据的故障测距方法&&&&&&& 利用双端数据进行测距的方法属于典型的故障分析法，需要根据线路两端的检测量从两端列出电路方程，经过简化得到测距方程，从而实现测距。一些研究者对几种利用强制分量进行故障定位的方法进行了分析和评价，提出了利用双端数据进行测距时，不需要对线路做任何假设，从原理上将提供较好的定位精度，利用双端数据测距的方法可以分为三种：一是利用近端电压、电流和远端电流工频量；二是利用两端电压、电流工频量，这两种都是要求数据采样同步的；三是不需要两端数据采样同步或者采样同步化处理的测距方法。&&&&&&& 第一种方法的基本方程式为：
&&&&&&& 基于分相电流差动保护已具备的近端电压、电流和远端电流工频量，可不再考虑双端数据的同步问题。其优点是可实现实时测距，且不受对端系统运行方式变化和过渡电阻的影响；缺点是须用故障过渡电阻的纯电阻性质，而且不计分布电容，要求两端数据同步测量。&&&&&&& 基于两端同步采样数据的算法，算法简单，但同步采样不易实现。而基于两端不同步采样数据的算法，算法复杂，计算量大，但不需要数据采样同步。&&&&& （二）行波故障测距方法&&&&&&&测距方法的发展经历了早期和现代两个阶段。早期行波法利用电子计数器或者阴极射线示波器来测量暂态行波的到达时刻和传播时间，而现代行波方法则利用各种数字信号处理算法来测量暂态行波的到达时刻和传播时间。&&&&&&& 1、早期行波方法&&&&&&& 早期的行波法诞生于20世纪40年代末，相应的行波故障测距装置为A、B、C、D四种基本类型，其中A、C原理为单端原理，B、D为双端原理。&&&&&&& A型原理在线路一端测量点感受到故障初始行波浪涌时启动一电子计数器，当该行波浪涌在故障点的反射波返回测量点时停止计数，因此得到行波在故障点与测量点之间往返一次的时间，从而实现故障测距。其主要缺点是不能区分来自故障点的反射波和系统中其他的波阻抗不连续点的反射波，可靠性差。&&&&&&& B型原理在线路一端测量点感受到故障初始行波浪涌时启动电子计数器，而线路另一端感受到故障初始行波浪涌时启动发信机向收信机发信，当收信端接收到来自发信端的信号时停止计数，从而在本端可以获得行波在故障点与发信端之间往返一次的传播时间，实现测距。此方法最大优点是不受来自系统中波阻抗不连续点反射波的影响，但是需要实时通道，测距精度受通道影响。&&&&&&& C型原理在线路故障时将一高压高频脉冲或高压直流脉冲注入故障线路一端测量点，利用电子计数器测量该信号在测量点与故障点之间往返一次的传播时间，这种原理的主要问题是受故障本身产生暂态行波以及线路上其他各种干扰的影响，而且设备成本高。&&&&&&&&D型原理通过载波同步方式实现两端测距装置的同步计时，并在此基础上测量故障初始行波浪涌由故障点到达故障线路两端的绝对时刻，二者之间的差值可以计算出故障点到线路两端的距离。D型原理不受来自系统中波阻抗不连续点反射波的影响，但需要简历始终同步机制，另外还需要通道以实现两端故障信息的交换。&&&&&&&&2、现代行波测距&&&&&&& 从原理来看，现代行波测距方法已经发展成为具有现代技术特色的A、D、E、F等四种原理，A型现代行波测距原理是对A型早期行波测距原理的发展，利用在线路一端测量到的故障暂态行波在故障点与本端或者对端母线之间往返一次的传播时间计算故障点到本端或者对端母线的距离。D型现代行波测距原理利用故障初始行波浪涌到达线路两端母线时的绝对时间差计算故障点到两端母线之间的距离。E型现代行波测距原理利用断路器重合闸于故障线路时产生的暂态行波在测量点与永久性故障点之间往返一次时间计算故障距离。而F型现代行波测距原理则利用断路器分盒闸于故障线路时产生的暂态行波在测量点于故障点之间往返一次的传播时间计算故障距离。20世纪90年代以来，行波测距算法的研究重点不仅在于故障点反射波的检测，以实现单端行波故障测距，还在于故障初始行波浪涌到达线路两端测量点的时刻的精确标定，以实现双端行波故障测距。已经提出现代行波测距算法可以分为匹配滤波器法、第二个反向行波浪涌识别法、最大似然估计法和小波模极大值法等几大类。&&&&&&& 三、几种故障测距方法的存在的问题&&&&& （一）单端故障测距法&&&&&&& 目前利用单端数据的故障测距算法，主要还存在以下问题：故障过渡电阻和对端系统阻抗变化对测距精度的影响；未考虑线路的分布电容和输电线路的不对称性对测距的影响；测距方程伪根的问题，造成测距误差的根本原因是存在故障过渡电阻，要减少其影响，就要引入对端系统阻抗，必然要收到对端系统阻抗变换的影响，这是单端测距长期没能解决的难题，利用单端数据的测距算法突出优点是不需要通道传递对端信息，不受通讯技术限制，长期以来是人们关注的热点。&&&&& （二）双端故障测距法&&&&&&& 双端故障测距算法常常需要两端数据同步技术，要安装全球定位系统（GPS），硬件设备投资高，信息量比单端算法大，因此故障电阻和负荷的扰动对双端算法测距精度影响小，然而在实际应用中，提高两端数据的同步精度是改进两端算法测距精度的重要内容，采用准确线路模型及不要求数据同步的两端测距算法在原理上具有更大优越性，值得进一步深入研究。&&&&& （三）行波故障测距法&&&&&&& 行波法的优点是定测距精度高，同时测距结果不可靠也是行波法的突出缺点，虽然近年来许多学者在行波测距方面做了很多工作，但行波测距要获得很高的可靠性，还需要解决好以下几个问题：&&&&&&& 1、故障产生的行波的不确定性，故障发生的时刻是随机的，当在电压过零时发生故障，行波故障测距将失效。&&&&&&& 2、故障点反射波的识别：线路上存在着大量的干扰，其特性与故障点发射波极为相似，对于单端行波测距，在近区存在无法识别发射波问题。&&&&&&& 3、参数的频变效应：波速是影响行波定位准确性的主要因素，地模波速受大地电阻率的影响较大，而且是频率的非线性函数。&&&&&&& 4、线路两端非线性元件的动态时延：电流互感器是提取电流行波信号的耦合元件，有耦合和启动等非线性元件引起的分散性动态时延对行波测距精度的影响，在现有的文献中还几乎没有定量考虑。&&&&&&& 5、行波的传播是一个复杂的现象，系统参数和结果变换都将对行波的传播产生影响。当存在接地故障电阻时，将影响行波的传播速度，使得行波测距产生误差。&&&&&&& 四、各种故障测距方法的比较&&&&& （一）采用工频量与解微分方程法的比较&&&&&&& 解微分方程法算法简单，计算量小，但是从原理上看，工频量方法精度比后者高，就测距而言，按照以时间换精度的原则，前者比后者更有效和实用。&&&&& （二）采用工频量的单端、双端测距方法比较&&&&&&& 采用单端测距方法与双端测距方法相比，前者在原理上存在缺陷，无法同时消除故障电阻和对端系统阻抗变化的影响，后者在原理上可以完全消除故障过渡电阻和对端系统阻抗变化的影响，前者实现方便不依赖通讯工具，不存在双端数据同步问题，后者需要增加部分硬件投入，需要通讯工具交换双端信息，需要解决数据同步问题，在测距精度方面，后者比前者可以达到更为精确的测距效果。&&&&& （三）采用集中参数与采用分布参数线路模型的测距方法比较&&&&&&&&采用集中参数线路模型的工频测距方法与采用分布参数线路模型的测距算法相比，前者模型简化，分析计算简便，后者模型精确，计算复杂，但是精确度高于前者。&&&&& （四）采用工频量和利用行波的测距方法的比较&&&&&&&&采用工频量的测距方法与利用行波测距的方法相比，前者可以利用现已大量投运的微机保护、滤波装置和在迅速发展中的变电站综合自动化系统，硬件投资少，容易实现，后者则需要专门设备，投资大，技术较复杂，在实现测距所需要的信息处理时间方面行波法明显优于工频法，在测距精度方面，行波法几乎不受过滤电阻和线路参数准确性和不对称等因素的影响，对各种线路的适应性较好，但是，对线路反射波的识别，线路两端非线性元件的动态时延等问题，还需要进一步研究和探讨。采用工频量的算法，其测距精度易受线路参数不对称和过渡电阻等影响，二者都有需要进一步解决的问题。&&&&&&& 五、结论&&&&&&& 现有的各种测距算法各有其优缺点，为了达到准确测距的目的，都有需要进一步解决的技术问题。行波测距法确实有优于目前常用的阻抗法和故障分析法的地方。随着行波测距装置的不断完善和发展，行波测距法将越来越现实出其准确、快速定位的优越性。相对于单端电气量测距法来说，两端电气量测距法原理简单、测距可靠、准确率高。在投资允许的情况下，应优先考虑安装两端电气量测距装置。 & & &&&&&&& 关键词：高压& & & 测距
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利用故障行波固频率的单端行波故障测距法.pdf 123页
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利用故障行波固频率的单端行波故障测距法
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西南交通大学博士研究生学位论文 第1页 摘 要 行波故障测距法按所需故障信息可分为单端和双端实现方法，双端法不依
赖行波在线路上的多次反射现象因此可靠性和计算精度较高，但同时它的成本
较高。单端行波测距法由于仅需单端信息，不需时钟同步设备和通讯设备，与
双端法相比在经济性上有相当大的优势，但现有的单端测距实时算法可靠性较
差，因此单端行波测距法是行波测距的研究热点之一。 本文提出了一种仅利用单端行波的频率信息进行精确故障定位的新方法。
与传统的基于电报方程的行波分析方法不同，本论文把有损的均匀传输线等效
为多端口网络，两端相连的电力系统等效为集总电路，然后把它们当作一个整
体建立数学模型。在这个数学模型基础上推导输电线端点处的电流和电压在拉
普拉斯域的函数表达式，然后由函数表达式的特征公式可以得到行波函数的极
点与线路长度、边界条件三者的数学关系。另一方面，各个极点的位置 在本
文中统一称为行波固有频率 与对行波波形进行频谱分析得到的各个频率峰值
点一一对应。于是在线路参数已知的条件下，利用适当的频谱估计方法提取行
波的固有频率 一般采用主成分 ，结合边界条件即输电线终端连接的系统等效
阻抗即可精确计算形成固有频率的两个反射点之间的线路长度，对故障行波固
有频率两个反射点之间 一端为本端母线，另一端为故障点 的线路长度就是
故障距离。 从理论上推导了单相或多相线路、无损或有损输电线、线路参数与频率无
关或相关等多种情况下故障行波固有频率与线路长度、边界条件三者的数学关
系，使理论基础完善。然后讨论了新算法的实现必须考虑的几方面问题： 首先研究了算法在不同故障方式下的实现方法及其适用性。在此基础上对
单相接地故障时的“模混杂”现象从理论分析和仿真计算两方面出发进行了分
析。提出了提高计算精度的新算法。 研究了对故障行波固有频率主成分进行频率估计的方法。对传统频域频率
变换方法、时频域方法和基于谐波模型的频谱估计方法在提取故障行波固有频
率主成分应用中的优缺点进行了对比分析。 讨论了不同的母线结构对算法的影响。母线结构的变化将引起行波波头形
状的变化和频谱上干扰频率的产生，前者不会对固有频率主成分法造成影响，
在这点上本算法优于时域行波法；后者会对算法造成影响，文中提出了新的波
第1I页 西南交通大学博士研究生学位论文
头识别方法，通过该方法可以发现在频域仍然比时域上更容易区分故障点和对
端母线的反射波。 研究了互感器设备的频率传变特性对算法的影响。通过研究，提出了利用
电容式电压互感器二次侧电压行波进行单端故障定位的新方法。 在故障行波固有频率主成分测距法的理论和实现方案的各个方面都得到考
虑的基础上进行了大量仿真试验对算法的精度进行检验。
关键词：行波，故障定位，固有频率，反射角，频率色散，频谱估计，电容式
电压互感器。 I 西南交通大学博士研究生学位论文 第1I页 Abstract wavefaultlocationcanbeclassifiedinto and Travelling single-ended
double-endedmethods todifferent of thefault according ways obtaining
information．Double．endedmethoddoesnot on reflectionsofthe dependmultiple wavebetweenthestation ithas and
travelling buses，thereforehigherreliability fromone theother methodreliesoninformation
accuracy．Onhand，single—ended doesnotneedtime orcommunication
end synchronization devices，thus only．It
more methodsarelessreliableor economical．However，the presentsingle-ended make wavefaultlocationoneofthehottest
accurate，whichsingle·endedtravelling ectsofresearch．
subj fault informationfromone Anewmethodofaccuratelocation usingfrequency
is isdifferentfromthetraditional methods onlypresented，which analyzing
正在加载中，请稍后...导读：主要依据故障行波信号第一次到达线路末端，以及由线路末端反射到故障点后再次反射到达线路末端的时间来计算故障点的距离，由于故障行波信号是频率在几十KHz到几百KHZ之间的高频暂态信号，所以在进行故障测距时，这样可以准确记录故障行波的波形，系统升级时系统板的重新改动工作量最小，从而简化手持12位系统的信号通路，或在下一代系统中升级性能，使得用多片处理器构成并行处理系统的难度大大下降;二是片内多处理器形不畸变。20倍额定电流下的误差应应小于50k，带宽在:O-5OKHZ； (2)对暂态行波变换器要求同样具备工频量变换器要求外，还要满足宽带传变的要求。带宽:O-2OOKHz; (3)电流CT的选用还要遵循高精度、响应时间快、低功耗和宽温度范围等技术指标。 3.2.1.2信号调整器 信号调整器主要有滤波器和放大器两种。 (l)滤波器 为防止信号出现的混叠现象，电流信号在A/D采样之前需要先经低通滤波器滤掉信号中的高频分量。通过n型LC滤波器，使得减少了干扰能力，且滤波效果好。但是这种滤波器电感线圈体积大而笨重，成本又高。 (3)放大器 从滤波器出来的信号经过放大器，使得模拟信号得到了一定得放大, 其放大倍数要电路本身的参数来决定，在图中可以根据实际情况 需要来改变参数R1和R2的值，从而达到所需的倍数。该电路的目的是通过信号放大来调整为A/D转换用的标准信号。 3.2.1.3比较器 通过放大电路中的模拟信号经过比较器，然后通入可编程逻辑控制器来实现对高速A/D的控制，本文所选用的是LM339比较器。 LM339集成块内部装有四个独立的电压比较器，该电压比较器的特点是： (1)失调电压小，典型值为ZmV; (2)电源电压范围宽，单电源为2一36V，双电源电压为士1V一土18V； (3)对比较信号源的内阻限制较宽； (4)共模范围很大； (5)差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压； (6)输出端电位可灵活方便地选用。 LM339集成块采用C-14型封装，图中为外型及管脚排列图。由于LM339使用灵活，应用广泛，所以世界上各大工C生产厂和公司竟相推出自己的四比较器，如IR2339、ANI339、SF339等，它们的参数基本一致，可互换使用。 LM339类似于增益不可调的运算放大器。每个比较器有两个输入端和一个输 出端。两个输入端一个称为同相输入端，用“十”表示，另一个称为反相输入端， 用“一”表示。用作比较两个电压时，任意一个输入端加一个固定电压做参考电 压(也称为门限电平，它可选择LM339输入共模范围的任何一点)，另一端加一个待比较的信号电压。当“+”端电压高于“一”端时，输出管截止，相当于输出端开路。当“一”端电压高于“+”端时，输出管饱和，相当于输出端接低电位。两个输入端电压差别大于IOmV就能确保输出能从一种状态可靠地转换到另一种状态，因此，把LM339用在弱信号检测等场合是比较理想的。LM339的输出端相当于一只不接集电极电阻的晶体三极管，其在使用时输出端到正电源之间一般须接一只电阻(称为上拉电阻，选3-15K)。因为当输出晶体三极管截止时，它的集电极电压基本上取决于上拉电阻与负载的值，故选择不同阻值的上拉电阻会影响输出端高电位的值。此外，各比较器的输出端允许连接在一起使用。 3.2.2高速A/D转换器
A型测距原理，主要依据故障行波信号第一次到达线路末端，以及由线路末 端反射到故障点后再次反射到达线路末端的时间来计算故障点的距离。而D型 测距原理是需要记录行波信号到达线路两端的时间。由于故障行波信号是频率 在几十KHz到几百KHZ之间的高频暂态信号，所以在进行故障测距时，如果要 提高测距的精度，就必须对高频行波信号进行高速数据采集，该单元的核心部件为高速A/D，运放输出的模拟量作为A/D的输入。此单元的工作原理是:高精 度晶体振荡器经计数分频输出的高频脉冲作为A/D的采样时钟，A/D的采样频率 为500KHz，A/D将数据采样好后，发信号中断DSP，DSP将采样的数据取走。这 样可以准确记录故障行波的波形。 现在A/D转换器种类很多，像美国模拟器件公司 (AnalogDeviCes工nc.ADI) 推出一款小型低功耗和高性能12位单片模数转换器(ADC)-AD9237。其取样频率为20/40/65MSPS，且有助于降低手持仪表、超声波、高端成像、数码相机、扫描仪和低功耗通信应用板的空间。AD9237引脚上和现有的高性能ADC系列产品兼容，系统升级时系统板的重新改动工作量最小。 本文选用的是AD9237ADC，其为现有AD9235系列的超低功耗的扩展。该器 件在65MSPS时的功率消耗为19OmW，在4OMSPS时为135mw，ZOMSPS时为gomW， 使得有更高的通道数目，从而简化手持12位系统的信号通路。采用缩放特性可 进一步节省功耗，当转换器的速度降低时，也降低了功耗。AD9237以3V电源工 作，具有单独的数字输出驱动，以适应2.5V和3V逻辑系列。 AD9237与ADI的10位AD9215、12位AD9235和14位 AD/65MSPSADC，以及12位AD9236和14位 AD9245SOMSPSADC引脚兼容。这使得设计者很容易改变分辨率和速度，或在下一代系统中升级性能。此外，片内集成有高性能的抽样和保持放大器，输入信号可以采用单端输入，也可以采用差分输入。这一点特别适合对采集的行波信号进行波形比较，以求得正确的行波波头到达时刻。 AD9237模数转换器的工作温度范围为-40℃到85℃，它采用 5x5mm32引脚LFCSP封装。 3.2.3数字信号处理器(OSP) 3.2.3.1数字信号处理器的概述及发展趋势 (1)DSP的概述[49] 数字信号处理是一门涉及许多学科而又广泛应用于许多领域的新兴学科。 20世纪60年代以来，随着信息技术的飞速发展，数字信号处理技术应运而生并 得到迅速的发展。在过去的二十多年时间里，数字信号处理技术已经在通信等 领域得到广泛的应用。DsP芯片，即数字信号处理芯片，也称数字信号处理器， 是一种特别适合于进行数字信号处理运算的微处理器，其主要应用是实时快速 地实现各种数字信号处理算法。世界上第一片单片DSP芯片是1978年AMI公司 宣布的5年美国Intel公司宣布诞生的商用可编程器件2920是DSP 芯片的一个主要里程碑。这两种芯片内部都没有现在DSP芯片所必须有的单周 期乘法器。1980年，日本NEC公司推出的 pPD772O是第一片具有乘法器的商用 DSP芯片。第一个采用CMOS工艺生产浮点DSP芯片的是日本的Hitachi公司， 该公司于1982年推出了浮点DSP。1983年，日本Fujitsu公司推出的MB8764， 其指令周期为12OnS，且具有双内部总线，从而使处理的吞吐量发生了一个大的 飞跃。而第一片高性能的浮点DSP芯片是AT&T公司于1984年推出的DSP32。最 成功的DSP芯片当数美国德州仪器公司(Texas工nstruments，简称TI)的一系 列产品。TI公司在1982年成功推出其第一代DSP芯片TMS32O10及其系列产品， 它生产出第一个单片数字信号处理器(DSP)。至今为止，DSP技术的发展已超过 20个年头。在此间20年里，DSP技术得到飞速发展，应用领域不断扩大。产生 了多个有影响的系列产品，例如:德州仪器、AD公司和Motorola等几个主要厂 家都推出了多种系列的DSP芯片和开发工具，运算能力涵盖了从10MIPS到几千MIPS的很宽的范围[50,51]。
(2)DSP的发展 DSP的技术在不断的发展。在DSP问世之初，它针对数字信号处理的最常用 运算类型的特点，采用了与通用处理器不相同的体系结构，而哈佛结构成为DSP 的主要内部结构，分离了数据流和指令流，并且使用“乘法累加器”的运算内核和流水线结构，对于常用纯数值运算，基本可达到单指令周期完成一次基本运算。与当时通用处理器完成一次乘法运算需要几十个指令周期相比，运算效率大大提高。这使得DSP一经问世，就得到了工程设计界认可，很快成为运算密集的便携设备的主要核心处理器。建立在VLSI技术整体高速发展的基础上，DSP芯片的性能不断提高、价格连续下降、单位运算量的功耗显著降低。DSP自身设计也在不断采用新的技术，并与其它处理器技术不断融合，扩大应用范围。总的来说，DSP是朝着用并行化进一步提高运算能力的方向发展。并行化体现在3个方面，一是提供了多处理器间通信和并行操作的能力，使得用多片处理器构成并行处理系统的难度大大下降;二是片内多处理器集成(MIDI)，使单片处理器能够满足大多数应用的需求，且保持低价格；三是片内多运算器并行(SIMD)，在保持单一指令流与比较简单的编程技术的情况下，达到高速并行处理能力，典型技术是超长指令字技术(VLIW)。在新的形势下，DSP面临的要求是处理速度更高、性能更多更全，功耗更低，存储器用量更少。其发展趋势主要由以下几点: a.数字信号处理器的内核结构进一步改善，多通道结构和单指令多重数据 (SIMD)特大指令字组(VLIM)将在新的高性能处理器中将占主导地位，如Analog Deviees的ADSP一2116x; b.DSP和微处理器的融合。微处理器是低成本的，主要执行智能定向控制任 务的通用处理器能很好执行智能控制任务，但是数字信号处理功能很差。而DSP 的功能正好与之相反。在许多应用中均需要同时具有智能控制和数字信号处理两种功能，如数字蜂窝电话就需要监测和声音处理功能。因此，把DSP和微处理器结合起来，用单一芯片的处理器实现这两种功能，将加速个人通信机、智能电话、无线网络产品的开发，同时简化设计，减小PCB体积，降低功耗和整个系统的成本。例如，有多个处理器的Motorola公司的DSP5665x，有协处理器功能的Massan公司FILU-200，把MCU功能扩展成DSP和MCU功能的TI公司的TMS32OC27xx以及Hitaehi公司的SH-DSP，都是DSP和MCU融合在一起的产品。互联网和多媒体的应用需要将进一步加速这一融合过程; c.DSP和高档CPU的融合。大多数高档GPP如Pentium和PowerPC都是SIMD 指令组的超标量结构，速度很快。LS工LogiC公司的LS工4012采用高档CPU的分支预示和动态缓冲技术，结构规范，利于编程，不用担心指令排队，使得性能大幅度提高。工ntel公司涉足数字信号处理器领域将会加速这种融合； d.DSP和SOC的融合。SOC(System一On一Chip)是指把一个系统集成在一块芯片上。这个系统包括DSP和系统接口软件等。比如Virata公司购买了LS工Logic公司的ZSP40O处理器内核使用许可证，将其与系统软件如USB、10BASET、以太网、UART、GP工0、HDLC等一起集成在芯片上，应用在xDSL上，得到了很好的经济效益。 e.DSP和FPGA的融合。FPGA是现场编程门阵列器件。它和DSP集成在一块 芯片上，可实现宽带信号处理，大大提高信号处理速度。据报道，Xilinx公司的Virtex一 HFPGA对快速傅立叶变换(FFT)的处理可提高30倍以上。它的芯片中有自由的FPGA可供编程。xilinx公司开发出一种称作Turbo卷积编译码器的 高性能内核。 3.2.3.2DSP芯片的选择 要设计DSP应用系统，选择DSP芯片是非常重要的一个环节。只有选定了 DSP芯片才能进一步设计其外围电路及系统的其它电路。总的来说，DSP芯片的 选择应根据实际的应用系统需要而确定[16]。不同的DsP应用系统由于应用场合、应用目的等一些因素不同，所以对DSP芯片的选择也有所不同。一般来说，选择DSP芯片时应考虑到如下诸多因素： (l)芯片的运算速度； (2)芯片的运算精度； (3)芯片的功耗； (4)芯片的硬件资源; (5)芯片的开发工具; (6)芯片的价格; (7)其它因素。 Tl公司的eZ000系列芯片较适合应用于控制场合[47]；TMs32oe62xx系列和TMS32OC64XX系列芯片是TI公司的最新一代产品，特别是三款最新器件TMS32OC6414、TMS32OC6415和TMS32OC6416，其性能大为提高，速度是现今最快 DSP的10倍，工作频率高达6OOMHZ，计算速度接近每秒50亿次指令，而功耗仅为现有器件的三分之一，只不过价格昂贵一点。它们可通过一条单独接入家庭的 宽带线路传输大量的个性化数据、视频和语音，并可通过3G无线基站向无线手机发送多媒体信息。 本文采用的是TI公司开发的新一代Csooo系列DsP芯片TMS320c54xx的定点TMs32oc541o芯片，此芯片拥有较好的性价比，在管脚和编程语言上兼容性好，是一种高性能、低功耗的处理器，它同微处理器相比，具有并行度高、实时性 能、灵活性、可靠性等特点，其功能强大的寻址方式和指令系统可以增加系统 性能，降低系统成本。 该DSP芯片拥有一个40位的算术逻辑单元，1个17x17的乘法器和1个40位的桶形移包含总结汇报、外语学习、人文社科、行业论文、经管营销、旅游景点、IT计算机以及电力系统输电线路故障测距研究方法等内容。本文共10页
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