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运算放大电路的设计
集成运算放大器（1） 2009 年 03 月 16 日 星期一 下午 08:29 集成运算放大器 一：零点漂移 零点漂移可描述为： 输入电压为零， 输出电压偏离零值的变化。 它又被简称为： 零漂 零点漂移是怎样形成的： 运算放大器均是采用直接耦合的方式，我们知道直 接耦合式放大电路的各级的 Q 点是相互影响的，由于各级的放大作用，第一级 的微弱变化，会使输出级产生很大的变化。当输入短路时（由于一些原因使输 入级的 Q 点发生微弱变化 象：温度），输出将随时间缓慢变化，这样就形成 了零点漂移。 产生零漂的原因是：晶体三极管的参数受温度的影响。解决零漂最有效的 措施是：采用差动电路。 二：差动放大电路 1、差动放大电路的基本形式 如图（1） 所示 基本形式对电路的要求是：两个电路的 参数完全对称两个管子的温度特性也完 全对称。 它的工作原理是：当输入信号 Ui=0 时，则两管的电流相等，两管的集点极电 位也相等，所以输出电压 Uo=UC1-UC2=0。温度上升时，两管电流均增加，则集电 极电位均下降，由于它们处于同一温度环境，因此两管的电流和电压变化量均 相等，其输出电压仍然为零。 它的放大作用（输入信号有两种类型） （1）共模信号及共模电压的放大倍数 Auc 共模信号---在差动放大管 T1 和 T2 的基 极接入幅度相等、极性相同的信号。如 图（2）所示 共模信号的作用，对两管的作用是同向的，将引起两管电流同量的增加，集电 极电位也同量减小，因此两管集电极输出共模电压 Uoc 为零。因此：。 于是差动电路对称时，对共模信号的抑 制能力强 （2）差模信号及差模电压放大倍数 Aud 差模信号---在差动放大管 T1 和 T2 的基 极分别加入幅度相等而极性相反的信 号。如图（3）所示 差模信号的作用，由于信号的极性相反，因此 T1 管集电极电压下降，T2 管的 集电极电压上升，且二者的变化量的绝对值相等，因此：此时的两管基极的信号为：所以：，由此我们可以看出差动电路的差模电压放大倍数等于单管电压的放大倍数。 基本差动电路存在如下问题： 电路难于绝对对称，因此输出仍然存在零漂； 管子没有采取消除零漂的措施， 有时会使电路失去放大能力； 它要对地输出， 此时的零漂与单管放大电路一样。 为此我们要学习另一种差动放大电路------长尾式差动放大电路2：长尾式差动放大电路 它又被称为射极耦合差动放大电路，如右图所示： 图中的两个管子通过射极电阻 Re 和 Uee 耦合。 下面我们来学习它的一些指标(1)静态工作点 静态时，输入短路，由于流过电阻 Re 的电流为 IE1 和 IE2 之和，且电路对称，IE1=IE2，因此： (2)对共模信号的抑制作用 在这里我们只学习共模信号对长尾电路中的 Re 的作用。 由于是同向变化 的，因此流过 Re 的共模信号电流是 Ie1+Ie2=2Ie，对每一管来说，可视为在射 极接入电阻为 2Re。 它的共模放大倍数为： （用第二章学的方法求得） 由此式我们可以看出 Re 的接入，使每管的共模放大倍数下降了很多（对零 漂具有很强的抑制作用） (3)对差模信号的放大作用 差模信号引起两管电流的反向变化（一管电流上升，一管电流下降）， 流过射极电阻 Re 的差模电流为 Ie1-Ie2，由于电路对称，所以流过 Re 的差模 电流为零，Re 上的差模信号电压也为零，因此射极视为地电位，此处“地” 称为“虚地”。因此差模信号时，Re 不产生影响。 由于 Re 对差模信号不产生影响，故双端输出的差模放大倍数仍为单管放大 倍数： (4)共模抑制比(CMRR) 我们一般用共模抑制比来衡量差动放大电路性能的优劣。CMRR 定义如下：它的值越大，表明电路对共模信号的抑制能力越好。 有时还用对数的形式表示共模抑制比，即：，其中 位为：分贝 （dB） (5)一般输入信号情况为差模增益。CMR 的单如果差动电路的输入信号，即不是共模也不是差模信号时：我们要把输入信号分解为一对共模信号和一对差模信号， 它们共同作用在差动电路的输 入端。例 1：如右图所示电路，已知差模增益为 48dB，共 模抑制比为 67dB，Ui1=5V，Ui2=5.01V， 试求输出电压 Uo 解：∵ 又∵CMR=67dB ∴CMRR≈2239 ∴Auc=Aud/CMRR≈0.11 则输出电压为： =48dB，∴Aud≈-251，三：集成运放的组成 它由四部分组成： 1、偏置电路； 2、输入级：为了抑制零漂，采用差动放大电路 3、中间级：为了提高放大倍数，一般采用有源负载的共射放大电路。 4、输出级：为了提高电路驱动负载的能力，一般采用互补对称输出级电路 四：集成运放的性能指标 1、开环差模电压放大倍数 Aod 它是指集成运放在无外加反馈回路的情况下的差模电压的放大倍数。 2、最大输出电压 Uop-p 它是指一定电压下，集成运放的最大不失真输出电压的峰--峰值。 3、差模输入电阻 rid 它的大小反映了集成运放输入端向差模输入信号源索取电流的大小。要求它 愈大愈好。 4、输出电阻 rO 它的大小反映了集成运放在小信号输出时的负载能力。5、共模抑制比 CMRR 它放映了集成运放对共模输入信号的抑制能力， 其定义同差动放大电路。 CMRR 越大越好。 五：低频等效电路 在电路中集成运放作为一个完整的独立的器件来对待。于是在分析、计算时 我们用等效电路来代替集成运放。 由于集成运放主要用于频率不高的场合，因此我们只学习低频率时的等效电 路。 右图所示为集成运放的符号，它有两个输入端和一个 输出端。 其中： 标有 的为同相输入端(输出电压的相位与该输 入电压的相位相同) 标有 的为反相输入端 (输出电压的相位与该输入电压的相位相反) 六：理想集成运放 一般我们是把集成运放视为理想的（将集成运放的各项技术指标理想化） 开环电压放大倍数： 共模抑制比： 无干扰无噪声 输入电阻： 输出电阻： 失调电压 、失调电流 输入偏置电流： -3dB 带宽： 及它们的温漂均为零七：集成运放工作在线性区的特性 (2) 当集成运放工作在线性放大区时的条件是： (1) 注：(1)即:同相输入端与反相输入端的电位相等，但不是短路。我们把满足 这个条件称为&虚短& (2)即:理想运放的输入电阻为∞,因此集成运放输入端不取电流。 我们在计算电路时，只要是线性应用，均可以应用以上的两个结论 两个结论，因此我 两个结论 们要掌握好 掌握好！ 掌握好 当集成运放工作在线性区时， 它的输入、 输出的关系式为： 八：集成运放工作在非线性工作区 集成运放工作在非线性工作区 当集成运放工作在非线性区时的条件是：集成运放在非线性工作区内一般是 开环运用或加正反馈。它的输入输出关系是： 它的输出电压有两种形态：（1）当 时， （2）当 时， 它的输入电流仍为零（因为 ）即：集成运放工作在不同区域时，近似条件不同，我们在分析集成运放时，应先 判断它工作在什麽区域，然后再用上述公式对集成运放进行分析、计算。集成运算放大器（2） 2009 年 03 月 16 日 星期一 下午 08:28 九：比例运算电路 定义：将输入信号按比例放大的电路，称为比例运算电路。 分类：反向比例电路、同相比例电路、差动比例电路。（按输入信号加入不 同的输入端分） 比例放大电路是集成运算放大电路的三种主要放大形式 (1)反向比例电路 输入信号加入反相输入端,电路如图(1)所示: 输出特性：因为： ，所以：从上式我们可以看出：Uo 与 Ui 是比例关系，改变比例系数 的数值。负号表示输出电压与输入电压极性相反。 反向比例电路的特点：，即可改变 Uo(1)反向比例电路由于存在&虚地&,因此它的共模输入电压为零.即:它对集成 运放的共模抑制比要求低 (2)输入电阻低:ri=R1.因此对输入信号的负载能力有一定的要求. (2)同相比例电路 输入信号加入同相输入端,电路如图(2)所示:输出特性：因为：（虚短但不是虚地）；；所以： 改变 Rf/R1 即可改变 Uo 的值，输入、输出电压的极性 相同 同相比例电路的特点： (1)输入电阻高；(2)由于 放的共模抑制比要求高 (3)差动比例电路 输入信号分别加之反相输入端和同相输入端,电路图如 图(3)所示: 它的输出电压为： 由此我们可以看出它实际完成的是：对输入两信号的差运算。 (电路的共模输入信号高)，因此集成运十 ：和、差电路 (1)反相求和电路 它的电路图如图(1)所示:（输 入端的个数可根据需要进行调 整）其中电阻 R' 为:它的输出电压与输入电压的关系为： 它可以模拟方程： 。 它的特点与反相比例电路相同。 它可十分方便的某一电路的输入电阻，来改变电路的比例关系，而不影响其 它路的比例关系。 （2）同相求和电路它的电路图如图 （2） 所示： （输 入端的个数可根据需要进行调 整）它的输出电压与输入电压的关系为：。 它的调节不如反相求和电路，而且它的共模输入信号大，因此它的应用不很广泛。 （3）和差电路 它的电路图如图(3)所示： 此电路的功能是对 Ui1、Ui2 进行 反相求和，对 Ui3、Ui4 进行同相 求和，然后进行的叠加即得和 差结果。它的输入输出电压的关系是：。由于该电路用一只集成运放，它的电阻计算和电路调整均不方便，因此我们 常用二级集成运放组成和差电路。它的电路图如图（4）所示 它的输入输出电压的关系是：它的后级对前级没有影响（采 用的是理想的集成运放），它 的计算十分方便。十一： 十一：积分电路和微分电路 (1)积分电路 它可实现积分运算及产生三角波形等。积分运算是： 输出电压与输入电压呈积分关系。它的电路图如图(1) 所示：它是利用电容的充放电来实现积分运算它的输入、输出电压的关系为： 端的初始电压值.其中:表示电容两如果电路输入的电压波形是方形，则产生三角波形输出。(2)微分电路 微分是积分的逆运算，它的输出电压与输入电压呈微分 关系。电路图如图（2）所示：它的输入、输出电压的关系为： 十二： 十二：对数和指数运算电路 (1)对数运算电路 对数运算电路就是是输出电压与输入电压呈对数函数。 我们把反相比例电路中 Rf 用二极管或三级管代替级组成 了对数运算电路。电路图如图（3）所示：它的输入、输出电压的关系为： 管）（也可以用三级管代替二极(2)指数运算电路 指数运算电路是对数运算的逆运算,将指数运算电路的 二极管(三级管)与电阻 R 对换即可。电路图如(4)所示它的输入、输出电压的关系为： 利用对数和指数运算以及比例，和差运算电路，可组成乘法或除法运算电路 和其它非线性运算电路 十三： 十三：滤波电路的基础知识 滤波电路的作用：允许规定范围内的信号通过；而使规定范围之外的信号不 能通过。 滤波电路的分类：（按工作频率的不同） 低通滤波器：允许低频率的信号通过，将高频信号衰减。 高通滤波器：允许高频信号通过，将低频信号衰减。 带通滤波器：允许一定频带范围内的信号通过，将此频带外的信号衰 减。 带阻滤波器：阻止某一频带范围内的信号通过，而允许此频带以外的 信号衰减。 我们在电路分析课程中已学习了，利用电阻、电容等无源器件构成的滤波电路，但它有很大的缺陷如：电路增益小；驱动负载能力差等。为此我们要 学习有源滤波电路。 十四： 十四：有源滤波电路 (1)低通滤波电路 它的电路图如图(1)所示:(我们以无源滤波网络 RC 接至集成运放的同相输入端为例) 它的幅频特性如图(2)所示： 它的传输函数为：其中：Aup 为通带电压放大被数，；通带截止角频率对于低有源滤波电路，我们可以通过改变电阻 Rf 和 R1 的阻值来调节通带电 压的放大被数。 (2)高通滤波电路 它的电路图如图(3)所示:(我们以无源滤波网络接 至集成运放的反相输入端为例) 同样我们可以得到它的幅频特定如图(4)所示:它的传输函数为:其中:(通带电压放大被数)；(通带截止角频率)(3)带通滤波电路和带阻滤波电路 将低通滤波电路和高通滤波电路进行不同组合，即可的获得带通滤波电路和带阻滤波电路， 它们的电路图分别为： 如图 （5） 所示带通滤波电路； 如图 （6） 所示带阻滤波电路：十五： 十五：电压比较器的基础知识 电压比较器的功能：比较两个电压的大小(用输出电压的高或低电平，表示两 个输入电压的大小关系) 电压比较器的作用：它可用作模拟电路和数字电路的接口，还可以用作波形 产生和变换电路等。 注：电压比较器中的集成运放通常工作在非线性区。及满足如下关系： U-&U+ 时 UO=UOL U-&U+ 时 UO=UOH简单电压比较器 我们把参考电压和输入信号分别接至集成运放的同相和反相输入端，就组成 了简单的电压比较器。如图（1）、（2）所示：下面我们对它们进行分析一下（只对图（1）所示的电路进 行分析） 它的传输特性如图（3）所示： 它表明：输入电压从低逐渐升高经过 UR 时，uo 将从高电平 变为低电平。相反，当输入电压从高逐渐到低时，uo 将从低 电平变为高电平。 阈值电压：我们将比较器的输出电压从一个电平跳变到另一个电平时对应的 输入电压的值。它还被称为门限电压。简称为：阈值。用符号 UTH 表示。 利用简单电压比较器可将正弦波变为同频率的方波或矩形波。 例：电路如（1）所示，输入电压为正弦波如图（4）所示，试画出输出波形解：输出波形与 UR 有关，输出波形如 图（5）所示 简单的电压比较器结构简单，灵敏多高，但是抗干能力差，因此我们就要对 它进行改进。改进后的电压比较器有：滞回比较器和窗口比较器。在此对它 们不作要求。 我们前面学习的比较器都是用集成运放构成的，它存在着一定的缺点。我们 一般用集成电压比较器来代替它。集成电压比较器的固有特点是： 可直接驱动 TTL 等数字集成电路器件； 它的响应速度比同等价格集成运放构成比较器快； 为提高速度，集成电压比较器内部电路的输入级工作电流较大。运算放大器电路大全 我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集， 但是这些应用都建立在双电 源的基础上，很多时候，电路的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如 何将双电源的电路转换成单电源电路。 在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心， 设计者必须要完全理解这篇文 章中所述的内容。 1．1 电源供电和单电源供电 所有的运算放大器都有两个电源引脚， 一般在资料中， 它们的标识是 VCC＋和 VCC －，但是有些时候它们的标识是 VCC＋和 GND。这是因为有些数据手册的作者企 图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是，这并不是说他 们就一定要那样使用DD他们可能可以工作在其他的电压下。 在运放不是按默认 电压供电的时候，需要参考运放的数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆 动说明。 绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器， 比如图一左边的那个电路， 一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源 组成。一般是正负 15V，正负 12V 和正负 5V 也是经常使用的。输入电压和输出 电压都是参考地给出的，还包括正负电压的摆动幅度极限 Vom 以及最大输出摆 幅。单电源供电的电路(图一中右)运放的电源脚连接到正电源和地。 正电源引脚接到 VCC＋，地或者 VCC－引脚连接到 GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到 运放的输入引脚上，这时运放的输出电压也是该虚地电压，运放的输出电压以虚 地为中心，摆幅在 Vom 之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最 低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明 Voh 和 Vol 。需要特别注 意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压， 但在大部 分应用中，输入和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加 入隔直电容，用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见 1.3 节)图一通常单电源供电的电压一般是 5V，这时运放的输出电压摆幅会更低。另外现在 运放的供电电压也可以是 3V 也或者会更低。出于这个原因在单电源供电的电路 中使用的运放基本上都是 Rail－To－Rail 的运放，这样就消除了丢失的动态范 围。需要特别指出的是输入和输出不一定都能够承受 Rail－To－Rail 的电压。 虽然器件被指明是轨至轨(Rail－To－Rail)的， 如果运放的输出或者输入不支持 轨至轨，接近输入或者接近输出电压极限的电压可能会使运放的功能退化，所以 需要仔细的参考数据手册是否输入和输出是否都是轨至轨。 这样才能保证系统的 功能不会退化，这是设计者的义务。 1. 2 虚地 单电源工作的运放需要外部提供一个虚地，通常情况下，这个电压是 VCC/2，图 二的电路可以用来产生 VCC/2 的电压，但是他会降低系统的低频特性。图二R1 和 R2 是等值的，通过电源允许的消耗和允许的噪声来选择，电容 C1 是一个 低通滤波器，用来减少从电源上传来的噪声。在有些应用中可以忽略缓冲运放。 在下文中，有一些电路的虚地必须要由两个电阻产生，但是其实这并不是完美的 方法。在这些例子中，电阻值都大于 100K，当这种情况发生时，电路图中均有 注明。 1. 3 交流耦合 虚地是大于电源地的直流电平，这是一个小的、局部的地电平，这样就产生了一 个电势问题：输入和输出电压一般都是参考电源地的，如果直接将信号源的输出 接到运放的输入端，这将会产生不可接受的直流偏移。如果发生这样的事情，运 放将不能正确的响应输入电压， 因为这将使信号超出运放允许的输入或者输出范 围。 解决这个问题的方法将信号源和运放之间用交流耦合。使用这种方法，输入和输 出器件就都可以参考系统地，并且运放电路可以参考虚地。当不止一个运放被使 用时，如果碰到以下条件级间的耦合电容就不是一定要使用：第一级运放的参考 地是虚地 第二级运放的参考第也是虚地 这两级运放的每一级都没有增益。任何直流偏置在任何一级中都将被乘以增益， 并且可能使得电路超出它的正常工作电压范围。 如果有任何疑问，装配一台有耦合电容的原型，然后每次取走其中的一个，观察 电工作是否正常。除非输入和输出都是参考虚地的，否则这里就必须要有耦合电 容来隔离信号源和运放输入以及运放输出和负载。 一个好的解决办法是断开输入 和输出，然后在所有运放的两个输入脚和运放的输出脚上检查直流电压。所有的 电压都必须非常接近虚地的电压，如果不是，前级的输出就就必须要用电容做隔 离。(或者电路有问题) 1. 4 组合运放电路 在一些应用中，组合运放可以用来节省成本和板上的空间，但是不可避免的引起 相互之间的耦合，可以影响到滤波、直流偏置、噪声和其他电路特性。设计者通 常从独立的功能原型开始设计，比如放大、直流偏置、滤波等等。在对每个单元 模块进行校验后将他们联合起来。除非特别说明，否则本文中的所有滤波器单元 的增益都是 1。 1. 5 选择电阻和电容的值 每一个刚开始做模拟设计的人都想知道如何选择元件的参数。电阻是应该用 1 欧的还是应该用 1 兆欧的？一般的来说普通的应用中阻值在 K 欧级到 100K 欧 级是比较合适的。高速的应用中阻值在 100 欧级到 1K 欧级，但他们会增大电源的消耗。便携设计中阻值在 1 兆级到 10 兆欧级，但是他们将增大系统的噪声。 用来选择调整电路参数的电阻电容值的基本方程在每张图中都已经给出。 如果做 滤波器，电阻的精度要选择 1％ E －96 系列(参看附录 A)。一但电阻值的数量 级确定了，选择标准的 E－12 系列电容。 用 E－24 系列电容用来做参数的调整，但是应该尽量不用。用来做电路参数调整 的电容不应该用 5％的，应该用 1％。 2.1 放大 放大电路有两个基本类型：同相放大器和反相放大器。他们的交流耦合版本如图 三所示。对于交流电路，反向的意思是相角被移动 180 度。这种电路采用了耦合 电容 DDCin 。Cin 被用来阻止电路产生直流放大，这样电路就只会对交流产 生放大作用。 如果在直流电路中， Cin 被省略， 那么就必须对直流放大进行计算。 在高频电路中，不要违反运放的带宽限制，这是非常重要的。实际应用中，一级 放大电路的增益通常是 100 倍(40dB)，再高的放大倍数将引起电路的振荡，除非 在布板的时候就非常注意。如果要得到一个放大倍数比较的大放大器，用两个等 增益的运放或者多个等增益运放比用一个运放的效果要好的多。图三2.2 衰减 传统的用运算放大器组成的反相衰减器如图四所示。图四在电路中 R2 要小于 R1。这种方法是不被推荐的，因为很多运放是不适宜工作在 放大倍数小于 1 倍的情况下。正确的方法是用图五的电路。图五在表一中的一套规格化的 R3 的阻值可以用作产生不同等级的衰减。对于表中没 有的阻值，可以用以下的公式计算 R3＝(Vo/Vin)/(2-2(Vo/Vin)) 如果表中有值，按以下方法处理： 为 Rf 和 Rin 在 1K 到 100K 之间选择一个值，该值作为基础值。 将 Rin 除以二得到 RinA 和 RinB。 将基础值分别乘以 1 或者 2 就得到了 Rf、Rin1 和 Rin2，如图五中所示。 在表中给 R3 选择一个合适的比例因子，然后将他乘以基础值。 比如，如果 Rf 是 20K，RinA 和 RinB 都是 10K，那么用 12.1K 的电阻就可以得到 －3dB 的衰减。表一图六中同相的衰减器可以用作电压衰减和同相缓冲器使用。图六2．3 加法器 图七是一个反相加法器，他是一个基本的音频混合器。但是该电路的很少用于真 正的音频混合器。因为这会逼近运放的工作极限，实际上我们推荐用提高电源电 压的办法来提高动态范围。 同相加法器是可以实现的，但是是不被推荐的。因为信号源的阻抗将会影响电路 的增益。图七2．4 减法器 就像加法器一样，图八是一个减法器。一个通常的应用就是用于去除立体声磁带 中的原唱而留下伴音(在录制时两通道中的原唱电平是一样的，但是伴音是略有 不同的)。图八2．5 模拟电感 图九的电路是一个对电容进行反向操作的电路，它用来模拟电感。电感会抵制电 流的变化，所以当一个直流电平加到电感上时电流的上升是一个缓慢的过程，并 且电感中电阻上的压降就显得尤为重要。图九电感会更加容易的让低频通过它，它的特性正好和电容相反，一个理想的电感是 没有电阻的，它可以让直流电没有任何限制的通过，对频率是无穷大的信号有无 穷大的阻抗。 如果直流电压突然通过电阻 R1 加到运放的反相输入端上的时候，运放的输出将 不会有任何的变化，因为这个电压同过电容 C1 也同样加到了正相输出端上，运 放的输出端表现出了很高的阻抗，就像一个真正的电感一样。 随着电容 C1 不断的通过电阻 R2 进行充电，R2 上电压不断下降，运放通过电阻 R1 汲取电流。随着电容不断的充电，最后运放的两个输入脚和输出脚上的电压 最终趋向于虚地(Vcc/2)。 当电容 C1 完全被充满时，电阻 R1 限制了流过的电流，这就表现出一个串连在 电感中电阻。这个串连的电阻就限制了电感的 Q 值。真正电感的直流电阻一般 会比模拟的电感小的多。这有一些模拟电感的限制： 电感的一段连接在虚地上； 模拟电感的 Q 值无法做的很高，取决于串连的电阻 R1； 模拟电感并不像真正的电感一样可以储存能量， 真正的电感由于磁场的作用可以 引起很高的反相尖峰电压，但是模拟电感的电压受限于运放输出电压的摆幅，所 以响应的脉冲受限于电压的摆幅。 2．6 仪用放大器 仪用放大器用于需要对小电平信号直流信号进行放大的场合， 他是由减法器拓扑 而来的。仪用放大器利用了同相输入端高阻抗的优势。基本的仪用放大器如图十 所示。图十这个电路是基本的仪用放大电路，其他的仪用放大器也如图中所示，这里的输入 端也使用了单电源供电。这个电路实际上是一个单电源的应变仪。这个电路的缺 点是需要完全相等的电阻，否则这个电路的共模抑制比将会很低。 图十中的电路可以简单的去掉三个电阻，就像图十一中的电路。图十一这个电路的增益非常好计算。但是这个电路也有一个缺点：那就是电路中的两个 电阻必须一起更换，而且他们必须是等值的。另外还有一个缺点，第一级的运放 没有产生任何有用的增益。 另外用两个运放也可以组成仪用放大器，就像图十二所示。图十二但是这个仪用放大器是不被推荐的，因为第一个运放的放大倍数小于一，所以他 可能是不稳定的，而且 Vin －上的信号要花费比 Vin ＋上的信号更多的时间才 能到达输出端。 这节非常深入地介绍了用运放组成的有源滤波器。在很多情况中，为了阻挡由于 虚地引起的直流电平，在运放的输入端串入了电容。这个电容实际上是一个高通 滤波器，在某种意义上说，像这样的单电源运放电路都有这样的电容。设计者必 须确定这个电容的容量必须要比电路中的其他电容器的容量大 100 倍以上。这 样才可以保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响。 如果这个滤波器同 时还有放大作用，这个电容的容量最好是电路中其他电容容量的 1000 倍以上。 如果输入的信号早就包含了 VCC/2 的直流偏置，这个电容就可以省略。 这些电路的输出都包含了 VCC/2 的直流偏置，如果电路是最后一级，那么就必 须串入输出电容。 这里有一个有关滤波器设计的协定，这里的滤波器均采用单电源供电的运放组 成。滤波器的实现很简单，但是以下几点设计者必须注意： 1. 2. 3. 4. 滤波器的拐点(中心)频率 滤波器电路的增益 带通滤波器和带阻滤波器的的 Q 值 低通和高通滤波器的类型(Butterworth 、Chebyshev、Bessell)不幸的是要得到一个完全理想的滤波器是无法用一个运放组成的。即使可能，由 于各个元件之间的负杂互感而导致设计者要用非常复杂的计算才能完成滤波器 的设计。通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放，这将根据设计 者可以接受的最大畸变来决定。或者可以通过几次实验而最终确定下来。如果设 计者希望用最少的元件来实现滤波器， 那么就别无选择， 只能使用传统的滤波器， 通过计算就可以得到了。 3．1 一阶滤波器 一阶滤波器是最简单的电路，他们有 20dB 每倍频的幅频特性 3．1．1 低通滤波器 典型的低通滤波器如图十三所示。图十三3．1．2 高通滤波器 典型的高通滤波器如图十四所示。图十四3．1．3 文氏滤波器文氏滤波器对所有的频率都有相同的增益，但是它可以改变信号的相角，同时也 用来做相角修正电路。图十五中的电路对频率是 F 的信号有 90 度的相移，对直 流的相移是 0 度，对高频的相移是 180 度。图十五3．2 二阶滤波器 二阶滤波电路一般用他们的发明者命名。他们中的少数几个至今还在使用。有一 些二阶滤波器的拓扑结构可以组成低通、 高通、 带通、 带阻滤波器， 有些则不行。 这里没有列出所有的滤波器拓扑结构， 只是将那些容易实现和便于调整的列了出 来。 二阶滤波器有 40dB 每倍频的幅频特性。 通常的同一个拓扑结构组成的带通和带阻滤波器使用相同的元件来调整他们的 Q 值，而且他们使滤波器在 Butterworth 和 Chebyshev 滤波器之间变化。必须 要知道只有 Butterworth 滤波器可以准确的计算出拐点频率，Chebyshev 和 Bessell 滤波器只能在 Butterworth 滤波器的基础上做一些微调。 我们通常用的带通和带阻滤波器有非常高的 Q 值。如果需要实现一个很宽的带 通或者带阻滤波器就需要用高通滤波器和低通滤波器串连起来。 对于带通滤波器 的通过特性将是这两个滤波器的交叠部分， 对于带阻滤波器的通过特性将是这两 个滤波器的不重叠部分。 这里没有介绍反相 Chebyshev 和 Elliptic 滤波器，因为他们已经不属于电路 集需要介绍的范围了。 不是所有的滤波器都可以产生我们所设想的结果DD比如说滤波器在阻带的最 后衰减幅度在多反馈滤波器中的会比在 Sallen－Key 滤波器中的大。由于这些 特性超出了电路图集的介绍范围， 请大家到教科书上去寻找每种电路各自的优缺 点。不过这里介绍的电路在不是很特殊的情况下使用，其结果都是可以接受的。 Sallen－ 3．2．1 Sallen－Key 滤波器 Sallen-Key 滤波器是一种流行的、广泛应用的二阶滤波器。他的成本很低，仅 需要一个运放和四个无源器件组成。但是换成 Butterworth 或 Chebyshev 滤波器就不可能这么容易的调整了。请设计者参看参考条目【1】和参考条目【2】， 那里介绍了各种拓扑的细节。 这个电路是一个单位增益的电路，改变 Sallen－Key 滤波器的增益同时就改变 了滤波器的幅频特性和类型。实际上 Sallen－Key 滤波器就是增益为 1 的 Butterworth 滤波器。图十六3．2．2 多反馈滤波器 多反馈滤波器是一种通用，低成本以及容易实现的滤波器。不幸的是，设计时的 计算有些复杂，在这里不作深入的介绍。请参看参考条目【1】中的对多反馈滤 波器的细节介绍。如果需要的是一个单位增益的 Butterworth 滤波器，那么这 里的电路就可以给出一个近似的结果。图十七3．2．3 双 T 滤波器 双 T 滤波器既可以用一个运放也可仪用两个运放实现。他是建立在三个电阻和 三个电容组成的无源网络上的。这六个元件的匹配是临界的，但幸运的是这仍是 一个常容易的过程，这个网络可以用同一值的电阻和同一值的电容组成。用图中 的公式就可以同时的将 R3 和 C3 计算出来。应该尽量选用同一批的元件，他们 有非常相近的特性。 3．2．3．1 单运放实现图十八如果用参数非常接近的元件组成带通滤波器，就很容易发生振荡。接到虚地的电 阻最好在 E－96 1％系列中选择，这样就可以破坏振荡条件。图十九3．2．3．2 双运放实现 典型的双运放如图 20 到图 22 所示图二十图二十一图二十二基本运算电路归纳反相比例运算电路反相比例运算电路如右图所 示。输入输出电压的关系为若，则，即，这时电路为倒相器。同相比例运算电路同相比例运算电路如右图所 示，输入输出的电压关系为同相比例运算电路具有高输 入电阻、低输出电阻的优点，但有 共模输入，所以为了提高运算精 度，应当选用高共模抑制比的集成 运放。电压跟随器如下图所示，输出电压与输入电压的关系为 =结论：对于单一信号作用的运算电路，在分析运算系关时，应首 先列出关键节点的电流方程， 所谓关键节点是指那些与输入电压和输 出电压产生关系的节点， N 点和 P 点； 如 然后根据“虚短”和“虚断” 的原则，进行整理，即可得输出电压和输入电压的运算关系。反相求和运算电路如右图所示，的表达式为同相求和运算电路如右图所示，输出电压为加减运算电路如右图所示，输出电压为减法电路实现的两种方法: 减法电路实现的两种方法:（１）电路如右图所示，则实现了对输入差模信号的比例运 算。（２）如下图所示，采用两级电路实现差分比例运算。积分运算电路如右图所示的积分运算电路中，输入输出的电压关系为基本微分运算电路如右图所示，输出电压输出电压与输入电压的变化率 成比例。实用微分运算电路在输入端串联一个小阻 值的电阻 R1，以限制输入电 流，也就限制了 R 中电流；在 反馈电阻 R 上并联稳压二极 管，以限制输出电压，也就保 证集成运放中的放大管始终 工作在放大区， 不至于出现阻 塞现象； R 上并联小电容 C1， 在 起相位补偿作用， 提高电路的 稳定性；如右图所示。利用三极管的对数运算电路利用三极管的对数运算电路如右 图所示，输出电压指数运算电路如右图所示，输出电压利用对数和指数运算电路实现的乘法运算方框图若将上述所示电路中的求和运算电路用求差运算电路代，则可 得到除法运算电路。copyright@2003 广州民航职业技术学院通讯工程系基本运算电路 2（转载）
23:26 比例运算电路是一种最基本、最简单的运算电路，如图 8.1 所示。后面几种运算 电路都可在比例电路的基础上发展起来演变得到。vo∝ vi：vo=k vi (比例系数 k 即反馈电路增益 AvF,vo=AvF vi)输入信号的接法有三种： 反相输入（电压并联负反馈）见图 8.2同相输入（电压串联负反馈）见图 8.3差动输入（前两种方式的组合） 讨论： 讨论： 1）各种比例电路的共同之处是：无一例外地引入了电压负反馈。 2）分析时都可利用&虚短&和&虚断&的结论： iI=0、vN=vp 。见图 8.43）AvF 的正负号决定于输入 vi 接至何处： 接反相端：AvF&0 接同相端：AvF&0，见图 8.5作为一个特例，当 R1→∞时 AVF=1，电路成为一个电压跟随器如图 8.6 所示。4) 在同相比例电路中引入串联反馈，所以 Ri 很大，而反相比例电路引入并 联负反馈，所以 Ri 不高。 5）由于反相比例电路中，N 点是&虚地&点，vN≈0。所以加在集成运放上的 共模输入电压下降至 0；而同相比例电路中，vN≈vi，所以集成运放将承受较高 的共模输入电压。 6）比例电路的同相端均接有 R′， 这是因为集成运放输入级是由差放电路 组成，它要求两边的输入回路参数对称。 即，从集成运放反相端和地两点向外 看的等效电阻等于反相端和 地两点向外看的等效电阻。 这一对称条件， 对于各种晶体管集成运放构成的运算和放大电路是普遍适 用的。有时(例高阻型运放)要求不严格。 例：试用集成运放实现以下比例运算：AvF=vo/vi=0.5，画出电路原理图，并估算 电阻元件的参数值。 解：(1)AvF=0.5&0，即 vo 与 vi 同相。∴可采用同相比例电路。 但由前面分析可 知，在典型的同相比例电路中，AvF≥1，无法实现 AvF=0.5 的要求。 (2)选用两级反相电路串联， 则反反得正如图 8.7 所示。 AvF1=-0.5，AvF2=-1。 使 即可满足题目要求。电阻元件参数见图 8.8。一、加法电路 求和电路的输出电压决定于若干个输入电压之和， 一般表达式为 vo=k1vs1+k2vs2+......+knvsn ：下面以图 8.9 为例推导输出/输入之间的函数关系。 该电路的实质是多端输 入的电压并联负反馈电路。根据虚地的概念，即：vI=0→vN-vP=0 , iI=0电路特点： 电路特点： 在进行电压相加时，能保证各 vs 及 vo 间有公共的接地端。输出 vo 分别与各 个 vs 间的比例系数仅仅取决于 Rf 与各输入回路的电阻之比，而与其它各路的电 阻无关。因此，参数值的调整比较方便。 1) 求和电路实际上是利用&虚地&以及 iI=0 的原理，通过电流相加 (if=i1+i2+…)来实现电压相加。此加法器还可扩展到多个输入电压相加。也可利 用同相放大器组成。 2) 输出端再接一级反相器，则可消去负号，实现符合常规的算术加法。同 相放大器可直接得出无负号的求和。但仅在 Rn=Rp 的严格条件下正确。 3) 这个电路的优点是： a.在进行电压相加的同时， 仍能保证各输入电压及输出电压间有公共的接 地端。使用方便。 b.由于&虚地&点的&隔离&作用，输出 vo 分别与各个 vs1 间的比例系数仅仅取 决于 Rf 与各相应输入回路的电阻之比， 而与其它各路的电阻无关。因此，参数 值的调整比较方便。 二、减法电路电路如图 8.10 所示，由反相比例电路得：利用差动输入也可以实现减法运算，电路如图 8.11 所示电路特点: 电路特点: a、只需一只运放,元件少,成本低. b、由于其实际是差动式放大器,电路存在共模电压,应选用 KCMR 较高的集成 运放,才能保证一定的运算精度. c、阻值计算和调整不方便。 例 1. 试用集成运放实现求和运算。 1)vo=-(vs1+10vs2+2vs3) 2)vo=1.5vs1-5vs2+0.1vs3解(1)用反相求和电路形式(如图 12)解(2)本题要求的运算关系中既有加法又有减法。 使用双集成运放的电路如图 8.13① vs1、vs3 加到 A1-组成反相求和电路，使 vo1=-(1.5vs1+0.1vs3) ② 将 vo1 和 vs2 加到 A2 的反相端使: vo=-(vo1+5vs3) =1.5vs1+0.1vs3-5vs2Rf1/R1=1.5 Rf1/R3=0.1 选 R1=2k,可得：Rf1=3k,R3=30k例：请证明图 8.14 所示电路的输出为该电路称为仪用放大器，其主要特点见 P332~333 三、积分电路 积分电路的应用很广，它是模拟电子计算机的基本组成单元。在控制和测量 系统中也常常用到积分电路。此外，积分电路还可用于延时和定时。在各种波形 (矩形波、 锯齿波等)发生电路中， 积分电路也是重要的组成部分。 电路如图 8.15 所示。采用什么方法能使 vo 与 vi 间成为积分关系呢？首先想到的是利用电容 C。 因 为 其中 vc，ic 分别为电容两端电压和流过的电流，C 为电容容量。所以如果能设法使电路的 vo ∝ vc,而使 vi∝ic,则 vo 与 vi 间也将成为积分关系。 以上的要求可以利用集成运放来实现，电路如图 8.14 所示。 运放的反相端&虚地&,vN=0, ∴vo=-vc 实现了第一个要求(vo∝vc)；又 ic=i1=vs/R 实现了第二个要求(vs∝ic)于是即 τ=RC ―― 积分电路的时间常数 讨论： 讨论： 1)以上关系是假设 C 两端 vco=0,若 vco≠0,则2)将积分电路图 8.16 与反相比例电路比较,可以看出基本积分电路也是在 反相比例电路基础上演变而得.(将 RF 换成 C 即可)3)如果在积分电路的输入端加上一个阶跃信号则可得到即 vo 随时间而直线上升,但增长方向与 vs 极性相反。增长速度正比于 vs(输 入电压的幅值)和 1/τ 。利用积分电路的上述特性，若输入信号是方波,则输出 将是三角波。可见积分电路能将方波转换成三角波。 当 t 增加时,|vo|是否增加并趋于无穷？显然不能。 它受到集成运放的最大 输出电压 vomax 的限制，当 vo 等于正向或负向的最大值后，便达到饱和，不再继续 增大。积分电路具有延迟作用。将 vo 作为电子开关的输入电压,即输出端接一电子 开关， vo=6v 时电子开关动作。 vs 在 t=0,由 0 变为-3v， vo 随 t 线性上升。 当 设 则 已知:R=10kΩ,C=0.05μF,vco=0，请算出 vo=6v 时所对应的时间 T？4)在积分电路输入端加上一个正弦信号,vs=Vmsinωt,vo 比 vs 领先 90°,这个相差与 ω 无关。但幅度与积分电路的 RC、ω 有关， RC、ω 增大,幅度减小。 这就是积分电路的移相作用。 小结： 小结： 以上讨论的积分性能，均指理想情况而言。 实际的积分电路不可能是理想 的，常常出现积分误差。 主要原因是实际集成运放的输入失调电压、输入偏置 电流和失调电流的影响。 实际的 C 存在漏电流等。 情况严重时甚至不能正常工作。 实际应用时要注意这些问题。 1:一求和--积分电路如图 8.17 所示。(1)求 vo 的表达式。 (2)设两个输入信 例 1: 号 vs1,vs2 皆为阶跃信号如图 8.18 所示。画出 vo 的波形。解：（1）虚断：ic=i1+i2虚地：（2）由图 8.18 可得当 0≤t&0.5s,vs1=1(v),vs2=0当 t≥0.5s 时，vs1=1v,vs2=-1v,则其输出波形如图 8.19 所示。四、微分电路 微分是积分的逆运算。只要将积分电路中 R 与 C 互换即可，如图 8.20 所示。讨论: 讨论: 若 vs=k，则 vo=0(理想情况) ；若 vs 是一个直线上升的电压，则 vo=-K 。 如图 8.21 所示。例 2：用集成运放实现：vo=5∫(vs1-0.2vs2+3vs3)dt 要求各路输入电阻大于 100k， 选择电路结构形式并确定电路参数值。 解：要求实现的运算关系中包含+、-、∫运算。 采用两个集成运放结构：如图 8.22 所示：使 vo1=-(vs1+3vs3) 再将 vo1 和 vs2 加在 A2 的反相端， 实现的是求和积分运算，使 vo=-5∫(vo1+0.2vs2)dt 实现本题要求。 参数的计算： 参数的计算：具体电路如图 8.23 所示。运算放大器应用设计的几个技巧（转载）
19:14 运算放大器在电路中发挥重要的作用，其应用已经延伸到汽车电子、通信、消费 等各个领域，并将在支持未来技术方面扮演重要角色。在运算放大器的实际应用 中，设计工程师经常遇到诸如选型、供电电路设计、偏置电路设计、PCB 设计等 方面的问题。在电子工程专辑网站举行的《运算放大器应用设计》专题讨论中， 圣邦微电子有限公司总裁张世龙先生应邀回答与工程师进行互动。 我们也基于此 专题讨论，总结出了运算放大器应用设计的几个技巧，以飨读者。 微弱信号放大 一、如何实现微弱信号放大？ 如何实现微弱信号放大？ 传感器+运算放大器+ADC+处理器是运算放大器的典型应用电路，在这种应用中， 一个典型的问题是传感器提供的电流非常低，在这种情况下，如何完成信号放 大？张世龙指出，对于微弱信号的放大，只用单个放大器难以达到好的效果，必 须使用一些较特别的方法和传感器激励手段， 而使用同步检测电路结构可以得到 非常好的测量效果。这种同步检测电路类似于锁相放大器结构，包括传感器的方 波激励，电流转电压放大器，和同步解调三部分。他表示，需要注意的是电流转 电压放大器需选用输入偏置电流极低的运放。另外同步解调需选用双路的 SPDT 模拟开关。 另有工程师朋友建议，在运放、电容、电阻的选择和布板时，要特别注意选择高 阻抗、低噪声运算和低噪声电阻。有网友对这类问题的解决也进行了补充，如网 友“1sword”建议： 1)电路设计时注意平衡的处理，尽量平衡，对于抑制干扰有效，这些在美国国家 半导体、BB(已被 TI 收购)、ADI 等公司关于运放的设计手册中均可以查到。 2)推荐加金属屏蔽罩，将微弱信号部分罩起来(开个小模具)，金属体接电路地， 可以大大改善电路抗干扰能力。 3)对于传感器输出的 nA 级，选择输入电流 pA 级的运放即可。如果对速度没有多 大的要求，运放也不贵。仪表放大器当然最好了，就是成本高些。4)若选用非仪表运放，反馈电阻就不要太大了，M 欧级好一些。否则对电阻要求 比较高。后级再进行 2 级放大，中间加入简单的高通电路，抑制 50Hz 干扰。 二、运算放大器的偏置设置 运算放大器的偏置设置 在双电源运放在接成单电源电路时， 工程师朋友在偏置电压的设置方面会遇到一 些两难选择， 比如作为偏置的直流电压是用电阻分压好还是接参考电压源好？有 的网友建议用参考电压源，理由是精度高，此外还能提供较低的交流旁路，有的 网友建议用电阻，理由是成本低而且方便，对此，张世龙没有特别指出用何种方 式， 只是强调双电源运放改成单电源电路时， 如果采用基准电压的话， 效果最好。 这种基准电压使系统设计得到最小的噪声和最高的 PSRR。但若采用电阻分压方 式，必须考虑电源纹波对系统的影响，这种用法噪声比较高，PSRR 比较低。 如何解决运算放大器的零漂问题？ 三、 如何解决运算放大器的零漂问题？ 有网友指出， 一般压电加速度传感器会接一级电荷放大器来实现电荷――电压转 换，可是在传感器动态工作时，电荷放大器的输出电压会有不归零的现象发生， 如何解决这个问题？ 对此，网友“Frank”分析道，有几种可能性会导致零漂：1)反馈电容 ESR 特性 不好，随电荷量的变化而变化；2)反馈电容两端未并上电阻，为了放大器的工作 稳定，减少零漂，在反馈电容两端并上电阻，形成直流负反馈可以稳定放大器的 直流工作点；3)可能挑选的运算放大器的输入阻抗不够高，造成电荷泄露，导致 零漂。 网友“camel”和“windman”还从数学分析的角度对造成零漂的原因进行了详 细分析，认为除了使干扰源漂移小以外还必须使传感器、缆线电阻要大，运放的 开环输入阻抗要高、运放的反馈电阻要小，即反馈电阻的作用是为了防止漂移， 稳定直流工作点。但是反馈电阻太小的话，也会影响到放大器的频率下限。所以 必须综合考虑！ 而嘉宾张世龙则建议，对于电荷放大器输出电压不归零的现象，一般采用如下办 法来解决： 1)采用开关电容电路的技巧，使用 CDS 采样方式可以有效消除 offset 电压；2) 采用同步检测电路结构，可以有效消除 offset 电压。 22:07高性能模拟前端中的运算放大器设计高速转换系统，尤其是电信领域的转换系统，允许模数转换器(ADC)输入信号为 AC 耦合信号(通过利用变压器、电容器或两者的组合)。但对于测试和测量 行业而言，前端设计并非如此简单，这是因为除提供 AC 耦合能力之外，该应 用领域通常要求输入信号与 DC 耦合。 设计可提供良好脉冲响应和低失真性能 (≥500MHz 的 DC 频率)的有源前端充满挑战。本文就适用于高速数据采集的 高性能 ADC 使用的模拟前端提供几种设计思想和建议。图 1：LMH6703 频响。使用差分放大器是将高频模拟信号与 ADC 的输入相连的首选方法。 因此， 需要选择的第一个器件就是差分输出运算放大器。选择这类器件时，主要有 两个考虑因素：增益带宽积和从外部电压设置运算放大器的共模输出电压的 能力。这是因为驱动 ADC 输入的信号放大器将共模输出电压(VCMO)设置在最 适合的 ADC 范围内是很重要的。如果不能满足这些条件，ADC 的性能会随着 放大器的 VCMO 和 ADC 的最佳输入共模电压间不一致程度的增加而大幅降低。图 2：二级放大器电路图。宽带差分运算放大器的主要劣势在于其增益通常都很有限，且其增益级 别也许在内部已经预设。根据应用的不同，可能需要为设计添加前置放大器， 从而满足必须的增益要求。 至于前置放大器应该采用宽带运算放大器， 以满足 ADC 的预期输入频率。 对于采样速率高达 1GSPS 的系统而言，这等于要求过采样系统具有高达 500M Hz 的输入带宽。 对于与大增益(如 AV=10)一起工作并能保持这样大的带宽的运算放大器 而言，其等同于 5GHz 增益带宽积(GBW)。由于该架构固有的频响和增益之间 的直接折中，大多数的电压反馈放大器都不能满足该要求。然而，电流反馈 放大器在这些参数中保持较好的关系，因为其性能通常由运算放大器电路内 的反馈电阻值决定。运算放大器 LMH6703 非常适于在增益设置为 1～10 的高 带宽下工作。该器件可与所选的差分放大器一起使用，从而在高带宽系统(如 示波器和数据采集卡)中提供额外的增益要求。该放大器的频响见图１。图 3：带有扩展 AC 信号性能的系统频响。如果增益设置为 10 且带宽为 500MHz，则由图１得到 300 欧姆的推荐反 馈电阻(RF1)。因此 RG1(增益电阻)可选为 33 欧姆。图 2 是 LMH6703 和一个差分放大器 一起使用的电路实例。 除了需要具有合适的 DC 信号通道的固定增益级别的系统， 该应用还需要 一个 AC 耦合模式。这是因为 DC 信号通道通常受到输入放大器所产生的增益 带宽的限制。对于数据采集器件或需要很宽的输入带宽和低失真的通信通道 而言，我们需要采用 AC 信号通道。这可将输入频率上限扩展到 DC 信号通道 容量以外。 解决办法有很多种，选择哪种方法在很大程度上取决于最小的输入频率 以及所需的高频性能。对于高频下(≥200MHz)的最高 AC 性能而言，平衡/非 平衡变压器为实现单端-差分转换提供了解决方案，因为增加的信号失真很 少。 其折衷在于平衡/非平衡变压器是有损耗器件， 会小幅(-1~2dB)削弱信号， 并且它们的低频性能很差。 通过使用单刀 RF 继电器来将单端输出信号从前置 放大器切换到差分放大器或平衡/非平衡转换电路中，可以将平衡/非平衡耦 合信号通道插入图 3 所示的电路中。 还需要另一个单刀双掷 RF 继电器来将平 衡/非平衡变压器和差分放大器的输出转发到 ADC 输入中。图 4：198 MHz 正弦波(由高速差分输出运算放大器发送、由 ADC08D500 以 500 MSPS 的速率进行采样)的 FFT 图。该电路很适于高端测试和测量设备。但是，对于成本敏感的应用，RF 信 号继电器的成本造成了系统预算的负担，特别是在需要多个通道的情况下。 因此低速系统选择可用于 AC 耦合和 DC 耦合模式的差分输出运算放大器会很 有利，从而去除了平衡/非平衡转换电路。特别适合于该任务的放大器开始逐 渐出现，并在逐渐提高带宽和 THD 方面的性能。 对于 8 位 1GSPS 的转换器而言，在 500MHz 下能够提供-50dB THD 值的、 最小带宽为 1GHz 的差分放大器是很适合的。 利用可以极大缩短前端设计时间 的现成的运算放大器元件，可以从高速 ADC 获取较好的动态性能。在频率上 限处，放大器引起的 SINAD 损耗不超过 3~4dB。图 4 展示了 198MHz 输入信号 (由宽带差分输出放大器进行缓冲， 再由 8 位 ADC 以 500MSPS 的速率进行采样) 的 FFT。该图表明该放大器在该频率下具有很低的 2 阶和 3 阶谐波失真，使 得 ADC 采集到的信号的噪声与失真数值， 能与从专用 AC 耦合信号通道获得的 性能相当。运算放大器设计技巧
20:44 运算放大器在电路中发挥重要的作用，其应用已经延伸到汽车电子、通信、消费 等各个领域，并将在支持未来技术方面扮演重要角色。在运算放大器的实际应用 中，设计工程师经常遇到诸如选型、供电电路设计、偏置电路设计、PCB 设计等 方面的问题。在电子工程专辑网站举行的《运算放大器应用设计》专题讨论中， 圣邦微电子有限公司总裁张世龙先生应邀回答与工程师进行互动。 我们也基于此 专题讨论，总结出了运算放大器应用设计的几个技巧，以飨读者。一、如何实现微弱信号放大？ 如何实现微弱信号放大？ 微弱信号放大 传感器+运算放大器+ADC+处理器是运算放大器的典型应用电路，在这种应用中， 一个典型的问题是传感器提供的电流非常低，在这种情况下，如何完成信号放 大？张世龙指出，对于微弱信号的放大，只用单个放大器难以达到好的效果，必 须使用一些较特别的方法和传感器激励手段， 而使用同步检测电路结构可以得到 非常好的测量效果。这种同步检测电路类似于锁相放大器结构，包括传感器的方 波激励，电流转电压放大器，和同步解调三部分。他表示，需要注意的是电流转 电压放大器需选用输入偏置电流极低的运放。另外同步解调需选用双路的 SPDT 模拟开关。 另有工程师朋友建议，在运放、电容、电阻的选择和布板时，要特别注意选择高 阻抗、低噪声运算和低噪声电阻。设计注意事项如下： 1)电路设计时注意平衡的处理，尽量平衡，对于抑制干扰有效，这些在美国国家 半导体、BB(已被 TI 收购)、ADI 等公司关于运放的设计手册中均可以查到。 2)推荐加金属屏蔽罩，将微弱信号部分罩起来(开个小模具)，金属体接电路地， 可以大大改善电路抗干扰能力。 3)对于传感器输出的 nA 级，选择输入电流 pA 级的运放即可。如果对速度没有多 大的要求，运放也不贵。仪表放大器当然最好了，就是成本高些。 4)若选用非仪表运放，反馈电阻就不要太大了，M 欧级好一些。否则对电阻要求 比较高。后级再进行 2 级放大，中间加入简单的高通电路，抑制 50Hz 干扰。 二、运算放大器的偏置设置 （双电源变单电源） 在双电源运放在接成单电源电路时， 工程师朋友在偏置电压的设置方面会遇到一 些两难选择， 比如作为偏置的直流电压是用电阻分压好还是接参考电压源好？有 的网友建议用参考电压源，理由是精度高，此外还能提供较低的交流旁路，有的 网友建议用电阻，理由是成本低而且方便，对此，张世龙没有特别指出用何种方 式， 只是强调双电源运放改成单电源电路时， 如果采用基准电压的话， 效果最好。 这种基准电压使系统设计得到最小的噪声和最高的 PSRR。但若采用电阻分压方 式，必须考虑电源纹波对系统的影响，这种用法噪声比较高，PSRR 比较低。 如何解决运算放大器的零漂问题 运算放大器的零漂问题？ 三、 如何解决运算放大器的零漂问题？ 有人指出，一般压电加速度传感器会接一级电荷放大器来实现电荷――电压转 换，可是在传感器动态工作时，电荷放大器的输出电压会有不归零的现象发生， 如何解决这个问题？ 对此，有人分析有几种可能性会导致零漂：1)反馈电容 ESR 特性不好，随电荷量 的变化而变化； 2)反馈电容两端未并上电阻， 为了放大器的工作稳定， 减少零漂，在反馈电容两端并上电阻，形成直流负反馈可以稳定放大器的直流工作点；3) 可能挑选的运算放大器的输入阻抗不够高，造成电荷泄露，导致零漂。 另外还有人从数学的角度对造成零漂的原因进行了详细分析， 认为除了使干扰源 漂移小以外还必须使传感器、缆线电阻要大，运放的开环输入阻抗要高、运放的 反馈电阻要小，即反馈电阻的作用是为了防止漂移，稳定直流工作点。但是反馈 电阻太小的话，也会影响到放大器的频率下限。所以必须综合考虑！ 综上，对于电荷放大器输出电压不归零的现象，一般采用如下办法来解决： 1)采用开关电容电路的技巧，使用 CDS 采样方式可以有效消除 offset 电压；2) 采用同步检测电路结构，可以有效消除 offset 电压。 运算放大器的重要参数 在电池供电的应用领域―特别是 PDA 和移动电话， 由于电池电压会随着干扰而下 降，因此应选择 PSRR 性能好(~80dB)的运算放大器。此外，要注意高增益配置， 这是因为耦合到运放中的噪声将导致噪声电平升高。电阻器的选择也十分关键， 更大的阻值会产生更高的噪声。设计师可以利用 4？估算约翰逊噪声(Johnson noise)或电阻噪声，这里 R 的单位是 K 欧姆，因此 100K 欧姆电阻产生大约 40nV 噪声! 如果运用多个运算放大器，减少噪声的一个方法是采用图 1 所示的方案。该方法 可以按因子？？减少输出噪声，这里 n 是使用的放大器数量。对于 LMV651 而言， 输出噪声将减少到大约 12nV/？？。此外设计师必须考虑限制带宽以使噪声最 小：设计师可以将一个小电容与反馈电阻并联使用，借此降低噪声。 运算放大器的选择也取决于其它的器件。 设计师面对的一个普遍挑战是为模数转 换器(ADC)选择合适的运算放大器。尽管市场上有许多类型的数据转换器，但是 运算放大器和模数转换器之间的匹配规则却不一样， 设计师在做出选择之前必须 认真考虑某些准则。图 1 多个运算放大器减小输出噪声 大致浏览两种器件的数据手册将提供有用的信息，但这还不够。首先，挑选供电 电压相同的运算放大器和模数转换器。然后选择 THD+N 小的运算放大器。如果不 能查找到失真数据，就查看输出阻抗：输出阻抗小的运算放大器通常意味着更小 的 THD。速度是另外一个必须考虑的参数，尽管更快的运算放大器速度用起来很 舒服，但必须考虑一些折衷因素，譬如更高的功率和偶尔的不稳定。 根据选择的 ADC，设计师应选择至少为 ADC 取样率 50 倍速度的放大器。转换速 率也可能是一个限制因素，设计师可以根据 2？fVp 进行计算，这里 f 是输入信 号频率，Vp 是最大输出摆幅。例如，频率为 400kHz 的 100mV 输入信号(增益为 10)要求放大器的转换速率至少为 2.5V/μs。 一旦确定了这些基本参数，设计师必须考虑稳定时间，该参数可能会产生误导。 大多数制造厂商规定运算放大器的稳定时间在特定输入电压的 0.1%或 0.01%范 围内。如果设计要求更高的精度，例如 16 位，那么就需要满量程 0.0015%范围 的参数。解决该问题的一个方法是利用下面的公式，基于模数转换器的精度来估 计运算放大器的稳定时间：这里，N 是位数，f 是放大器的开环带宽。 例如增益为 10 的运算放大器，如 LMV651，精确度为 12 位时，稳定时间大约为 1.4μs；精度为 16 位时，稳定时间是 1.65μs。该公式只是一个近似算式，没 有考虑到杂散电容、主板电感或模数转换器的输入电容，这些因素都将影响稳定 时间。做出最终的选择之前，最重要的的指标之一是运算放大器的噪声，噪声较高的放 大器会降低模数转换器的精度，给系统带来显著误差。开始计算电路总输出噪声 之前(这可能是一项十分冗长乏味的工作)，最好先估计一下。这样设计师就知道 是否应继续使用所选的放大器。 该估计涉及到运算放大器在相关带宽上的综合电 压噪声和运放配置的增益。我们可以将该公式表述为：这里，NG 是噪声增益，en 是运算放大器的电压噪声，BW 是闭环带宽。 在图 2 的电路中，在输出端采用简单的低通滤波器。在该例中，输出噪声是在该 滤波器带宽(按 1/2πRC 计算)下的综合噪声。如果采用二阶滤波器，带宽要乘以 系数 1.05。 利用上述公式和 LMV651 电压噪声密度(17nV/？？)， 2 电路在 100kHz 带宽(滤 图 波器带宽)下的总输出 RMS 噪声是 53.7V。一旦估算出总输出噪声，设计师可以 利用下面的公式计算运算放大器的信噪比(SNR)：这里，VFS 是满量程电压范围，Eout 是上文计算的运算放大器噪声。例如，2.5V 信号产生的信噪比是 86.4dB。 然后，设计师应根据下面的公式计算放大器和模数转换器的总 SNR：ADC121S021 的 SNR 是 72.3dB， ADC121S021 与 LMV651 搭配时， SNR 是 72.1dB。 当 总 忽略谐波，设计师可以将该 SNR 转换为等效的比特数：ENOB=(SNR-1.76)/6.02， 然后根据等价比特数确定只损失了大约 0.3dB，这相当于 0.03%总精度误差。 由于噪声是特定带宽下的综合噪声，显然噪声也与带宽成比例。换言之，缩减带 宽将减少噪声；扩展带宽将增加噪声。如果决定选择更高带宽的滤波器，设计师 应考虑选择更低噪声的放大器。 例如， 2 电路中的 10MHz 滤波器产生不足 71dB 图 的总 SNR， 导致 0.5 比特损失。 但将 LMV791(5.8nV/)与相同的滤波器搭配使用时， SNR 提高到 72dB 以上。设计师只要简单的选择更低噪声的运算放大器就可以提 高系统的精度。但必须考虑与此相关的各种折衷因素，例如功耗和封装尺寸。图 2 在运算放大器的输出端采用假单的低通滤波器 待考虑的其它规格指标 至此，我们讨论了为设计选择器件的基本原则和规则，但还有其它的一些因素有 待考虑。例如，对于要求更高精度的应用，DC 指标(譬如输入偏移电压和漂移) 可能非常重要。 文章来源： /MotorrdBBS/dispbbs.asp?boardID=21&ID=992&page= 1
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