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FU50推挽输出的功放典型线路图
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FU50推挽输出的功放典型线路图
关注微信公众号南京航空航天大学 硕士学位论文 推挽正激式高频环节逆变器研究 姓名：许德 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：马运东
南京航空航天大学硕士学位论文摘 要提高逆变器开关频率可以减小变压器和滤波器体积和重量，但是功率管高 频开关带来较高的开关损耗和电磁干扰。高频脉冲直流环节逆变器可以在不增 加逆变器拓扑复杂程度的情况下实现逆变器的软开关，解决了高频逆变器开关 损耗较高和电磁干扰问题。 本文结合推挽正激直流变换器和高频脉冲直流环节逆变器的优点，提出了 一种适用于低压大电流输入场合的推挽正激式高频环节逆变器。在比较几种逆 变器的控制方法后，将 SPWM 控制方法应用于该逆变器，使逆变桥在无能量回 馈时可以按照输出电压频率开关，减少了开关频率，从而减小开关损耗，提高 变换效率。而且相对于电流滞环控制方式，SPWM 控制方式的推挽正激式高频 环节逆变器输出电压谐波含量更低，可以简化输出滤波器的设计。因此，采用 SPWM 控制的推挽正激式高频环节逆变器具有可以承受较大输入电流，逆变桥 功率管开关损耗低，输出滤波器体积重量小的优点。 在详细分析该逆变器的工作原理后，本文给出了该逆变器的电路参数设计 准则。 应用 SPWM 控制方式和给出的电路设计准则，将 SPWM 控制的推挽正激 式高频环节逆变器应用于航空电源 （27VDC/115V400HzAC） 场合进行实验研究。 实验验证了理论分析的正确性，证明了该逆变器具有逆变桥功率管开关损耗低 和输出滤波器体积重量较小的优点。关键词：逆变器，高频环节，正弦脉宽调制，推挽正激，软开关I推挽正激式高频环节逆变器研究ABSTRACTThe inverter has smaller and lighter transformer and filter with high frequency switching，but high frequency switching brings high switching loss and EMI．The inverter with high frequency pulse DC link can reduce switching loss and EMI by soft switching，but it doesn't increase complexity of the circuit topology． A high frequency link Push Pull Forward(PPF) type inverter is proposed in this paper，which have the advantages of the Push-Pull DC converter and the high pulse DC link inverter．Comparing with several other control methods，SPWM control method can simplify design of filter circuit，reduce the bulk of filter in the high frequency link Push Pull Forward type inverter．It also reduces numbers of power MOSFET switching，then reduces switching loss and improves efficiency of the inverter ． Comparing a high frequency link Push Pull Forward type inverter of hystersis current control，a high frequency link Push Pull Forward type inverter of SPWM control can reduce harmonic voltage and simply filter design．Thus there are many advantages in the high frequency link Push Pull Forward type inverter with SPWM control method，as the inverter can support bigger inputting current and has lower switching cost and smaller filter． The technique of designing the inverter is offered after analyzing principle of the inverter in this paper．Using the given technique of design and the SPWM control method，the theory analysis about the inverter is proved correct．The experimental results show that the inverter have advantages of lower switching cost and smaller filter． Key Words：Inverter，High Frequency Link，SPWM，Push Pull Forward，Soft SwitchingII南京航空航天大学硕士学位论文图表清单图 1.1 传统的低频逆变器电路结构图 ....................................................................... 3 图 1.2 单向电压源高频环节逆变器电路结构图 .................................................. 4 图 1.3 双向电压源高频环节逆变器电路结构图 ....................................................... 4 图 1.4 电流源高频环节逆变器电路结构图 ............................................................... 5 图 1.5 高频脉冲直流环节逆变器电路结构图 ........................................................... 5 图 1.6 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑图 ....................................................... 6 图 1.7 电压型单闭环控制原理图 ............................................................................... 7 图 1.8 电流滞环控制原理图 ....................................................................................... 8 图 1.9 电压电流双闭环控制技术原理图 ................................................................... 8 图 2.1 高频脉冲直流环节逆变器电路结构图 ......................................................... 11 图 2.2 高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑族 ......................................................... 13 图 2.3 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑图 ..................................................... 14 图 2.4 输入等效电路原理图 ..................................................................................... 14 图 2.5 输入滤波电容电压和电流波形图 ................................................................. 14 图 2.6 推挽正激电路拓扑图 ..................................................................................... 15 图 2.7 推挽正激变换器原理波形图 ......................................................................... 16 图 2.8 模态 1：S1 开通瞬间等效电路图 .................................................................. 16 图 2.9 模态 2：S1 通态期间等效电路图 .................................................................. 17 图 2.10 模态 3：S1 关断瞬间等效电路图 ................................................................ 18 图 2.11 模态 4：S1 和 S2 均关断等效电路图 ........................................................... 18 图 2.12 吸收回路吸收电压尖峰和无功回馈能量等效电路图 ............................... 20 图 2.13 逆变桥工作模态图 ....................................................................................... 22 图 3.1 推挽正激式高频环节逆变器电流滞环控制方案 ......................................... 24 图 3.2 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制方案 ........................................... 26 图 3.3 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制和电流滞环控制仿真比较 ....... 28 图 3.4 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制原理图 ....................................... 28 图 3.5 逆变器控制信号图 ......................................................................................... 30 图 3.6 电流内环控制原理图 ..................................................................................... 31 图 3.7 电流环开环幅频特性图 ................................................................................. 31 图 3.8 电流环闭环幅频特性图 ................................................................................. 31V推挽正激式高频环节逆变器研究图 3.9 SPWM 控制逆变器的方框图 ........................................................................ 32 图 3.10 电压电流双闭环控制逆变器简化系统模型图 ........................................... 33 图 4.1 逆变器结构示意图 ......................................................................................... 36 图 4.2 基准正弦波发生器电路图 ............................................................................. 38 图 4.3 阶梯波合成示意图 ......................................................................................... 38 图 4.4 阶梯波合成分压示意图 ................................................................................. 39 图 4.5 SPWM 控制生成调制信号电路示意图 ........................................................ 41 图 4.6 推挽正激功率开关管 S2 的驱动信号产生电路 ............................................ 42 图 4.7 吸收回路驱动信号产生电路 ......................................................................... 42 图 4.8 逆变桥控制信号产生电路 ............................................................................. 43 图 4.9 逆变桥功率开关 S1～S7 驱动电路 ................................................................ 43 图 4.10 PM 磁芯示意图 ............................................................................................ 44 图 4.11 滤波等效电路和幅频特性 ........................................................................... 47 图 4.12 空载时滤波电感电流、滤波电容电压、吸收电容电压波形 ................... 49 图 5.1 基准电压、载波和正弦脉宽调制波形 ......................................................... 51 图 5.2 各个功率管驱动信号 ..................................................................................... 52 图 5.3 各种负载情况下输出电压和电流波形 ......................................................... 54 图 5.4 阻性负载时系统外特性 ................................................................................. 55 图 5.5 阻性负载时系统效率曲线 ............................................................................. 55 表 4.1 PM62×49 磁芯尺寸.....................................................................................................45 表 5.1 输入电压为额定值 27VDC 时的试验数据...............................................................54VI南京航空航天大学硕士学位论文注一、缩略词及其名称略写 DC AC UPS PWM SPWM MOSFET ZVS EMI PI THD 英文全称 Direct Current Alternating Current释表中文名称 直流 交流 不间断电源 脉冲宽度调制 正弦脉冲宽度调制 功率场效应管 零电压开通 电磁干扰 比例－积分 总谐波畸变度Uninterruptible Power System Pulse Width Modulation Sinusoidal Pulse Width Modulation Metal Oxide Semiconductor Field Transistor Zero Voltage Switching Electro Magnetic Interference Proportional Integral Total Harmonic Distortion二、基本符号及其意义基本符号 Φ D Ts Ton Lm ? ? D1～D4 Cr N1～N3 iin ur uc 意义 磁通变化量 占空比 开关周期 开关管导通时间 变压器激磁电感 磁导率 穿透深度 功率二极管 吸收电容 变压器绕组 输入电流 电压基准信号 载波电压信号 基本符号 ?B H fs Toff Lσ η S1～S7 Cc Cf Ui uof ue iLf 意义 磁感应强度变化量 磁场强度 开关频率 开关管关断时间 变压器漏感 变换效率 功率开关管 箝位电容 输出滤波电容 输入电压 输出电压反馈信号 电压误差信号 电流反馈信号VII承诺书本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立 进行研究工作所取得的成果。 尽我所知， 除文中已经注明引用的内容 外， 本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。 对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体， 均已在文中以明 确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件， 允 许论文被查阅和借阅,可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 (保密的学位论文在解密后适用本承诺书)作者签名： 日 期：南京航空航天大学硕士学位论文第一章 绪论随着电力电子技术的发展，逆变技术已经广泛的应用于航空、航天、航海、 电力、交通、通讯和新能源等领域。这些领域对逆变器性能的要求也越来越高。 提高逆变器的开关频率可以减小滤波器体积和重量，提高逆变器性能，因此高 频环节逆变器得到了发展。但是随着应用领域对逆变器性能要求越来越高，过 高的开关频率带来了逆变器的高的开关损耗导致逆变器效率降低。因此高频逆 变器的软开关技术得到了重视和发展。高频脉冲直流环节逆变器因可以实现逆 变器的软开关而不增加电路拓扑的复杂性得到了重视和研究。1.1 逆变技术的应用逆变技术就是通过半导体功率开关管把直流电能变换成交流电能，是一种 电能变换技术。 在我们的周围， 越来越多的各种用电设备， 它们或者直接由 50Hz 交流电供电，或者由交流电变换的各种不同电压的直流电及直流电再次变换的 交流电供电。据统计在发达国家，电能已有 40%经过各种变换处理，而到 2010 年，将有 80%的电能需要经过电力电子技术的变换器处理再应用[1]。这其中就包 括将直流电转换为交流电的逆变技术。因此逆变技术在节约电能方面占有重要 的位置。 随着石油、煤和天然气等主要能源日益紧张，风能、太阳能和燃料电池等 新能源的开发和利用越来越得到人们的重视。逆变技术能将蓄电池、太阳能电 池和燃料电池等新能源转化出来的直流电能变换成交流电能供负载使用，当新 能源功率较大时还可以发电与电网并联。因此，逆变技术在新能源的开发和利 用领域有着重要的地位[2]。 另一方面，随着信息技术及Internet的飞速发展，信息化和网络化建设步伐 加快，数据安全日益成为各行业普遍关注问题，对电源可靠性的要求也越来越 高，相应对不间断供电设备(UPS)的需求也正不断增加。逆变器是实现UPS的重 要技术，要提高UPS的性能，就需要对如何提高逆变器的性能做进一步的研究。 总之，逆变技术的具体应用领域主要是[1]： （1）以直流发电机、蓄电池为主直流电源的二次电能逆变场合。如航空静 止变流器（27V或270VDC/115V400HzAC） 、通讯逆变器(48VDC/220V50HzAC)1推挽正激式高频环节逆变器研究等； （2）不间断交流电源的供电场合； （3）太阳能、风能等可再生能源的发电并网场合； （4）交流电机的运动控制场合。1.2 逆变器的发展早期传统的逆变技术通常在逆变器和输出之间加入一级工频变压器来进行 电气隔离和电压调整。这种技术也称之为低频逆变技术。这种逆变技术结构简 单，技术成熟，但是用来实现电气隔离和调压功能的工频变压器使得传统的低 频逆变器体积和重量都比较大。 为克服传统低频逆变器的缺点， Mr． ESPELAGE 于 1977 年提出了高频环节 逆变器。高频环节逆变器具有逆变器体积重量小，噪音小，输出电压品质好等 优点，是现代逆变器发展的方向。但是高频环节逆变器的功率管高频开关带来 了较高的开关损耗和电磁干扰。如何减小高频逆变器功率管高频开关带来的开 关损耗和电磁干扰是现在逆变技术的研究热点。在美国等西方发达国家对逆变 器的研究较早，研究水平也比较高，不断发展出新一代的功率器件和材料，工 艺方面正向表面贴装、二次集成等方向发展。在控制方面正向多环控制、数字 控制等方向发展，并采用高频软开关技术。逆变器正在向高功率密度、高变换 效率、高可靠性、低噪音和智能化等方面发展。随着微处理器的发展，数字化 控制技术正因控制简单、灵活、输出性能更加稳定而成为逆变器研究领域的又 一热点。 因此，DC/AC 逆变器电路拓扑的发展经历了传统的低频逆变技术和高频环 节逆变技术两个阶段。近年来，为了解决高频环节逆变器中功率器件高频开关 带来的功率损耗和电磁干扰，高频环节逆变器的软开关技术得到很大发展[1][2]。 1.2.1 传统的低频逆变器 传统的低频逆变器，包括方波逆变器、阶梯波合成逆变器、脉宽调制逆变 器等。传统的低频逆变器电路结构如图 1.1 所示。该电路由工频或高频逆变器、 工频变压器以及输入、输出滤波器构成。他们的共同点是：用来实现电气隔离 和调整电压比的变压器的工作频率等于输出电压频率，其体积大、重量大、音 频噪音也大，但结构简单，逆变效率较高。传统的低频逆变器主要有方波逆变 器、阶梯波合成逆变器和脉宽调制逆变器。2南京航空航天大学硕士学位论文直流电源输入滤波器工频或高频逆变器工频变压器输出滤波器交流负载图 1.1 传统的低频逆变器电路结构图1．方波逆变器：方波逆变器的输出电压滤波之前为方波，是最简单、发展 最早的一种逆变器。其电路拓扑主要有推挽式、半桥式和全桥式三种。 2．阶梯波合成逆变器：为了减小方波逆变器输出波形的谐波含量，可以将 多个方波逆变器移相叠加，构成阶梯波合成逆变器。阶梯波的阶高按正弦规律 变化，如果每个周期阶梯波的阶梯数为 2N，则需要 N 台单相方波逆变器或 N/3 台三相方波逆变器。每个功率电路相同，可采用推挽、桥式或三相桥式电路。 3．脉宽调制逆变器：阶梯波合成逆变器改善了输出电压波形质量，但同时 增加了电路拓扑的复杂程度。若将正弦参考波与高频三角形载波相交生成的正 弦脉宽调制信号，用来控制驱动逆变桥的功率开关，则可输出谐波含量小的正 弦脉宽调制电压波。脉宽调制逆变器兼有方波逆变器和阶梯波合成逆变器二者 的优点，但是其用于实现电气隔离和调压功能的变压器依然是工频变压器，体 积重量依然很大。 因此，传统的低频逆变器共同缺点是隔离变压器体积重量很大，渐渐为高 频环节逆变器所取代。 1.2.2 高频环节逆变器 高频环节逆变器，用高频变压器替代低频环节逆变器中的工频变压器，克 服了低频环节逆变器的缺点，减小了变压器和滤波器的体积和重量，提高了输 出电压滤波前最低次谐波频率，显著地提高了逆变器特性。逆变器按照功率的 传输方向，高频环节逆变器可分为单向型和双向型两类；按照输入的功率变换 器的类型，高频环节逆变技术可分为电压源和电流源两类[1][2]。 1．单向电压源高频环节逆变器[3]：该型逆变器电路结构如图 1.2 所示。该 电路结构由高频逆变器、高频变压器、整流器、PWM 逆变器、以及输入、输出 滤波器构成。这类逆变器对电压进行了两次高频变换，第一次使用直流变换器 来实现电气隔离和调整电压比，再经过高频整流和滤波得到需要电压等级的直3推挽正激式高频环节逆变器研究流电压。第二次使用高频逆变器来得到高质量的低频正弦交流电压。这类逆变 器具有单向功率流，三级功率变换，输出电压质量高，技术成熟，应用十分广 泛。但是过多变换环节和功率器件的高频开关带来了较高的开关损耗，而且高 频的 PWM 逆变器带来了电磁干扰（EMI）问题。滤波器高频变换器变压器整流器滤波器PWM 逆变器滤波器图 1.2 单向电压源高频环节逆变器电路结构图2．双向电压源高频环节逆变器：该型逆变器电路结构由高频逆变器、高频 变压器、周波变换器、以及输入、输出滤波器构成[4~10]，如图 1.3 所示。这类逆 变器具有双向功率流、两级功率变换、变换效率高、可靠性高和可带低功率因 数负载等优点。 但这类逆变器存在一个固有的缺点，即采用了传统 PWM 技术的 周波变换器在换流时打断了高频变压器中漏感能量的连续而造成不可避免的电 压过冲。为了解决这个问题，一般采用缓冲电路和吸收电路，增加了电路拓扑 的复杂性。滤波器高频变换器 高频变压器 周波变换器 图 1.3 双向电压源高频环节逆变器电路结构图滤波器3．电流源高频环节逆变器：该逆变器电路结构由高频变换器、高频储能变 压器、周波变换器以及输入、输出滤波器构成[11~12]，如图 1.4 所示。电流源型逆 变器克服了双向电压源型逆变器的电压过冲问题，具有拓扑简洁、两级功率变 换、变换效率高、可靠性高等优点。但是它和反激变换器一样，仅适合于小功 率场合。4南京航空航天大学硕士学位论文滤波器高频逆变器 高频储能变压器 周波变换器 图 1.4 电流源高频环节逆变器电路结构图滤波器滤波器高频变换器整流器 无功吸收支路 全桥逆变滤波器图 1.5 高频脉冲直流环节逆变器电路结构图1.2.3 高频软开关逆变器 为了克服高频逆变器中功率器件高频开关的损耗和电磁干扰，高频逆变器 的软开关技术得到发展[13~16]。逆变器的软开关技术有谐振式软开关技术和高频 谐振式软开关技术分别对单级直流变换器和单级 脉冲直流环节软开关技术等[1]。 逆变器采用谐振式软开关技术，分级实现单向电压源高频环节逆变器的软开关， 导致拓扑复杂、控制复杂。高频脉冲直流环节软开关技术采用一级变换器的软 开关技术，综合实现单向电压源高频环节逆变器（级联的两级变换器）的软开 关，电路拓扑简洁、变换效率高、成本低等优点[2]。其电路结构图如图 1.5。该 电路结构由高频变压器、高频整流器、无功吸收支路、逆变桥、以及输入、输 出滤波器构成，具有单向功率流、准三级功率变换、逆变桥功率开关实现 ZVS、 变换效率高等优点。前级输出的高频脉冲直流电压波为后级逆变桥的功率管实 现零电压开关开关创造了条件，无功吸收支路用做逆变桥无功能量的吸收。 1.2.4 推挽正激式高频环节逆变器 高频脉冲直流环节逆变器针对不同的场合，其前级具有不同的输入电路。 推挽正激式高频环节逆变器，由推挽正激 DC/DC 变换器、吸收回路和 DC/AC 逆变桥级联而成，如图 1.6 所示。前级推挽正激 DC/DC 变换器，先将不稳定的5推挽正激式高频环节逆变器研究输入电压 Ui 变换成后级 DC/AC 逆变桥所需要的高频脉冲直流电压 uhf，经过尖 峰吸收回路后，后级 DC/AC 逆变桥再将其变换成所需要的高频调制电压 uAB。 经输出滤波后得到输出电压 uo。uhf S1 Ui S2 Cc N1 TF N2 N3 Cr D3 D2 S5 D1 D4 Sc S4 A Lf ZL Cf S7 S6 B图 1.6 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑图推挽正激 DC/DC 变换器具有以下特点[1][2]： （1）功率管关断时漏感引起的 漏源尖峰电压被箝位在 2Ui，省去了缓冲电路，提高了变换效率； （2）功率开关 管承受输入电流平均值一半和两倍的输入电压，功率管承受电流应力小，并且 （3）高频变压器 输入电流 iin 的脉动量减小，降低了输入滤波器的体积和重量； 磁芯双向对称磁化，磁芯利用率高，变压器功率密度大。 从上面介绍可以看出，推挽正激式高频环节逆变器既可承受较大的输入电 流，又可以在后级逆变桥实现零电压开关或则采用适当控制后实现低频开关， 降低逆变桥功率管开关损耗。因此，它是低压大电流输入场合逆变器的较为理 想拓扑。1.3 逆变器主要控制技术逆变器主要控制技术包括单电压型控制技术、电流滞环控制技术、 电压电 流双闭环 SPWM 控制和数字控制技术等[17~22]。 1.3.1 电压型控制技术 电压型单闭环控制框图及其空载时结构图，如图1.7所示，将逆变器输出电 压反馈信号uof与基准电压信号ur进行比较，经误差放大器后得到误差信号ue，将 此信号与载波交截，经适当的逻辑变换和驱动电路后控制逆变器。6南京航空航天大学硕士学位论文Lf Ui DC-AC逆 变器 Cf RL R1 R2 uouABuof 隔离驱动 电 路 逻辑变换 电 路 ue ur图 1.7 电压型单闭环控制原理图电压型控制技术具有如下特点： （1） 单闭环反馈控制， 较易设计和分析； （2） 当输入电源电压、负载、元器件参数变化时，只有等到输出电压变化后，反馈 环路才能调节输出电压，动态响应慢。 1.3.2 电流滞环控制技术 电流滞环控制因为简单适用，是用途最广泛的一种控制技术，其控制原理 如图 1.8 所示。 电感电流反馈信号 iLf 与电压误差放大器输出的电流给定信号 ir(ue) 经迟滞比较器比较，当误差电流 ie＝ir-iLf&h2 时，功率开关就关断，iLf 下降；当 误差电流 ie＝ir-iLf&h1 时，功率开关就开通。电流滞环控制技术可分为恒定迟滞 环宽和可调迟滞环宽方式。恒定迟滞环宽方式的滞环宽度在电路调制过程中保 持不变，开关频率大范围变化[23]。可调迟滞环宽方式，其滞环宽度在电路调制 过程中不断变化，使开关频率以恒定的时钟信号频率为中心左右摆动，这种类 型的控制技术称为准 PWM 电流滞环控制技术。Lf Ui DC/AC 逆变器 Cf RL uof if 隔离驱动 电 路 ie ur (a) 系统框图 uo7推挽正激式高频环节逆变器研究i e (A )h2 h10t (s)0TS2TSt (s)(b) 原理波形图 图 1.8 电流滞环控制原理图基于电流滞环控制技术的逆变器按其调制方式，可分为两态调制和三态调 制。两态调制只有输出能量和回馈能量两个状态，在半个输出周期内，脉冲调 制波双极性变化。三态调制除了有输出能量和回馈能量两个状态外，还有续流 状态，在半个输出周期内，脉冲调制波单极性调制。两态调制与三态调制相比， 调制频率高，动态响应速度快，但是电流脉动大，输出频谱特性差，而且由于 没有续流状态回馈能量较大，对直流母线的影响较大。基于 DPM 电流滞环控制 且三态调制的逆变器，称为三态 DPM 电流滞环控制逆变器，相应的控制技术称 为三态 DPM 电流滞环控制技术。该控制技术使逆变器具有高变换效率、高可靠 性等优良的综合性能，但开关频率的大范围变化，给逆变器带来了输出频谱特 性不佳、输出滤波器设计难、滤波电感噪音较大等缺陷[24][25]。 1.3.3 电压电流双闭环 SPWM 控制技术LfUiDC/AC逆变器iLfCfZLuof逆变逻辑控制电路 正弦 基准电路 电流环 调节器 电压环 调节器SPWM比较器高频 三角载波图 1.9 电压电流双闭环控制技术原理图8南京航空航天大学硕士学位论文电压电流双闭环 SPWM 实质上属于电流型控制[26][27]，其控制思想和单电压 环控制一样，只是内环增加了电流闭环控制。其控制原理如图 1.9 所示。 其控制因为增加了电流环反馈，比单电压环控制具有调节速度更快，动态 相应更好等优点。电压电流双闭环 SPWM 控制比三态电流滞环控制具有输出电 压频谱特性好，输出滤波器易于设计，滤波器体积重量小等优点。针对本文的 推挽正激式高频环节逆变器，采用 SPWM 控制可以实现该逆变器的后级逆变桥 的低频开关，降低逆变桥功率管的开关损耗，提高逆变器效率。 1.3.4 数字控制技术 当今，采用各种新的控制技术来进一步提高逆变器的稳态和动态特性，已 成为人们的研究热点。在实现控制的硬件手段上，微电子集成技术的发展为电 力电子控制技术提供了新的思路。基于微处理器、DSP 的数字控制技术因其可 重复性强、耐用性强、适应性强等优点[28][29]，越来越受到了人们的重视。 但是，由于受 A/D 转换和芯片运算速度的限制，数字控制技术的直接应用 仍然多数局限于电动机控制，鉴于目前数字控制芯片的运算速度，逆变器若完 全采用数字控制，由此造成的延迟时间在高频开关下将变得不可忽略，可能导 致畸变。数字控制技术在逆变器的瞬时控制上，目前还不能完全替代模拟控制 技术。1.4 本文研究内容和意义高频环节逆变器具有体积重量小，输出电压性能好等优点，但是功率管的 开关损耗和电路的电磁干扰限制了进一步提高开关频率以提高逆变器性能。逆 变器的软开关技术是进一步提高开关频率后要解决的问题。本文把传统的电压 电流双闭环控制技术应用于高频脉冲直流环节逆变器，降低了逆变桥的开关频 率，降低了逆变桥的功率管开关损耗。针对适合于低压大电流输入场合的推挽 正激式高频环节逆变器，本文对该逆变器的技术基础、控制策略、原理特性、 关键电路参数设计准则等进行了深入研究。最后把该逆变器应用于航空电源场 合 （27VDC/115V400HzAV） 场合进行实验验证。 仿真和实验结果表明采用 SPWM 控制技术的推挽正激式高频环节逆变器具有以下特点。 1． 推挽正激式高频环节逆变器采用 SPWM 控制方法后， 降低了逆变桥功率 管开关频率，降低了高频逆变器的开关损耗； 2． SPWM 控制技术下的推挽正激式高频环节逆变器比电流滞环控制技术下9推挽正激式高频环节逆变器研究输出调制电压谐波含量更低，滤波器更易于设计； 3．把推挽正激直流变换器和高频脉冲直流环节逆变器结合起来，为低压大 电流场合的逆变器寻找一种较为理想的拓扑，此逆变器可应用于航空电源、燃 料电池发电和太阳能发电等； 4．系统由电压外环和电流内环构成，电流内环可以等价为一电流放大器， 易于实现逆变器的并联，可以进一步提高容量。10南京航空航天大学硕士学位论文第二章 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑和模态分析高频环节逆变器的前级直流变换器的作用一般为实现电气隔离和调压。输 入场合的不同，前级直流变换器的拓扑一般也不同，推挽正激变换器比较适用 于低压大电流输入场合。在低压输入场合，普通高频环节逆变器先采用直流变 换器将其升压和实现电气隔离，经过滤波得到平滑的高压直流电压。该直流电 压再经过高频逆变后得到高频脉宽调制波，后经过输出滤波器滤除谐波可以得 到需要的交流电压。这种逆变方法控制较为简单，但是能量传输环节过多，功 率管都处于高频开关状态，逆变器效率必然会降低。推挽正激式高频环节逆变 器吸收了高频脉冲直流环节逆变器的优点，把前级推挽正激变换器高频整流输 出的高频直流电压脉冲序列不经过整流而直接逆变，这样既可以通过省去直流 变换器的输出滤波电感来减少能量变换环节，又可以实现后级逆变器功率管的 低频开关或者高频软开关，降低逆变桥功率管的开关损耗，从而从整体上提高 逆变器的效率。下文在电路原理上对该逆变器如何实现该功能进行分析。2.1 高频脉冲直流环节逆变器高频脉冲直流环节逆变器，由电气隔离型高频脉冲直流环节电路与 DC/AC 逆变器级联而成，如图 2.1 所示，DC/AC 逆变器功率开关在前级输出的高频脉 冲直流电压波过零点切换，从而实现了 ZVS 开关。Ui 电气隔离的 直流变换器 并联的吸 收回路 uhf 逆变电路图 2.1 高频脉冲直流环节逆变器电路结构图电气隔离型高频脉冲直流环节电路具有电气隔离、功率变换、输出高频脉 冲直流电压波、吸收 DC/AC 逆变桥交流侧回馈的无功能量等功能，输出的高频 脉冲直流电压波为逆变桥的功率管实现 ZVS 开关创造了条件。 在传统的 Forward 类 DC/DC 变换器族中除去 LC 输出滤波器后，输出端再并联由有源开关 Sc 和储 能电容 Cr 串联构成的无功能量吸收电路，便构成了电气隔离型高频脉冲直流环 节电路。该电路拓扑族包括单管正激式、并联交错正激式、推挽式、推挽正激11推挽正激式高频环节逆变器研究式、双管正激式、半桥式和全桥式等电路，如图 2.2 所示。单管正激式、并联交 错正激式、推挽式高频脉冲直流环节逆变器电路适用于低压输入变换场合；双 管正激式、半桥式、全桥式高频脉冲直流环节逆变器电路适用于高压输入变换 场合[30]。 本文将讨论前级为推挽正激变换器的推挽正激式高频环节逆变器。TF D1 Ui N3 S1 N1 N2 D2 ScS3 Lf CfS5Cr S4 ZL S6(a)单管正激式TF1 N1 N5 Ui TF2 N3 N6 S2 N4 D2 Cr S5 ZL S7 S1 Lf Cf N2 D1 Sc S4 S6(b)并联交错单管正激式S1 TF N1 N2 N3 N4D1 Sc UiS4 LfS6CfS2 D2Cr S5ZL S7(c)推挽式12南京航空航天大学硕士学位论文S1 Ui D1D2 N1 S2D3 TF N2 Cr ScS4 Lf Cf ZLS6S5(d)双管正激式S7S1 UiC1 TF N1D1 Sc N2 N3 D2(e)半桥式S4 Lf Cf ZLS6S2C2Cr S5S7S1 UiS3 TF N1D1 Sc N2 N3 Cr D2(f)全桥式S6 Lf Cf ZLS8S2S4S7S9S1 Ui S2TF N2 Cc N1D1 N3D4Scuhf S4 A Lf ZL S6 B S7Cr D3 D2S5Cf（g）推挽正激式 图 2.2 高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑族13推挽正激式高频环节逆变器研究2.2 推挽正激式高频环节逆变器推挽正激式高频环节逆变器由输入直流电源、推挽正激变换器、吸收回路、 全桥逆变和输出滤波器组成。前级推挽正激变换器用来实现电气隔离和实现升 压功能，中间吸收电路吸收整流桥电压尖峰和后级无功能量回馈，后级逆变桥 把高频直流脉冲电压在选择的点进行极性反转，实现低频交流输出。TF N2 Cc S2输入直流电源S1 UiD1 N3D4Scuhf S4 A Lf ZL S6 B S7Cr N1 D3推挽正激变换D2吸收回路S5Cf逆变桥和输出滤波器图 2.3 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑图2.2.1 输入直流电源 PWM 型开关电源通常采用输入电容式滤波电路。对于输入滤波电容的选 择，需要根据负载电流的大小、占空比的大小以及纹波要求等因素综合考虑。 输入滤波为电容滤波的一阶滤波器，电容在功率管工作时对后面放电，在 功率管都关断时候输入电源对电容充电。假设蓄电池内阻为 Rs，电源电流为 iui， 后级等效为负载 R 和 Ls 的串联，其电流为输入电流 iin，电容上电压落差为 ? Uc， 电流为 ic， 则输入等效电路如图 2.4 所示， 输入滤波电容的电压和电流波形如 2.5 所示。iui Rs ic Ui C R S Ls iinuc UiΔ Ucic图 2.4 输入等效电路原理图14图 2.5 输入滤波电容电压和电流波形图南京航空航天大学硕士学位论文在理想条件下，由输入、输出功率相等可知，在一个周期内输入滤波电容 所提供的能量为：WCin =Po 1 1 = CU i2 ? C (U i ? ?Uc) 2 2η fs 2 2(2.1)η 为逆变器效率，Po 为输出功率平均值，fs 为逆变器开关频率。根据设计要求可以计算需要电容大小。 2.2.2 推挽正激变换电路 推挽正激变换电路实现了电气隔离和升压功能。在一个开关周期内，推挽 正激 DC/DC 变换器工作模态可分为 7 个状态，分别是开关管 S1 导通的瞬间、开 关管 S1 稳定导通期间、开关管 S1 关断瞬间、两个开关均截止期间、开关管 S2 导通瞬间、开关管 S2 稳定导通期间和开关管 S2 关断瞬间。因为开关频率远大于 逆变器输出频率，在分析推挽正激变换器时，可先假定后级为恒定负载。则推 挽正激变换器电路拓扑如图 2.6 所示。其由两个功率管，高频变压器，整流桥构 成。iN2S1 Ui S2 CcN2TF N3 iN3D1D4 IoN1iN1D3D2图 2.6 推挽正激电路拓扑图分析其原理时，设变压器原边绕组 N1 和 N2 的匝数相等为 n1，副边绕组 n2， 变压器匝比为 n＝n2 /n1，Ton 为每个开关管的导通时间，Ts 为开关周期，工作频 率 fs = 1 Ts ，定义为单管占空比 D = Ton Ts ，假定电路如下条件： 1．所有无源元件均为理想元件； 2．线路电阻、电感为零； 3．变压器励磁电流忽略不计； 4．负载看成一个电流为 Io 的电流源； 5．在高频工作条件下，变压器变比及滤波电感、电容值保持不变； 6．稳态工作时，箝位电容电压基本不变，视为电压源；15推挽正激式高频环节逆变器研究7．功率开关管和整流二极管从导通变为截止，或从截止变为导通的过渡过 程时间均为零，且通态压降为零，断态漏电流为零。 在一个工作周期内，两只开关管交替工作，其工作原理波形和工作模态等 效电路图完全一致，因而只需分析其中一只开关管的工作模式，即分析其中 4 个工作状态即可，图 2.7 为各点波形。u g s1 u g s2 iN 1 0 I lo o p 0 iN 2 0 I lo o p t t Ton 0 Ton Ts t tu d s1 2U i 0 Ui tu d s2i in0 I lo o p 0图 2.7 推挽正激变换器原理波形图ttiN2S1 Ui S2 CcN2TF N3 iN3D1D4 IoN1iN1D3D2图 2.8 模态 1：S1 开通瞬间等效电路图模态 1：功率管 S1 开通瞬间，S1 开通、S2 关断，开通瞬间，副边处于反向16南京航空航天大学硕士学位论文恢复状态，输入电压 Ui 加在绕组 N1 上，使 iN1 迅速增加。同时，由于绕组 N2 电流维持原来方向，通过箝位电容 Cc，绕组 N2，和输入电源，对箝位电容充电， 释放其中漏感能量，iN2 迅速减小后反向增大，D1、D2 中电流增大，D3、D4 中电 流减小，直到 D1 中电流增大到负载电流，D3 中电流减少为零时，此模态结束。 此模态等效电路如图 2.8 所示： 此时，S2 承受漏源电压 uds2 为 uds2 = U i + uCc ≈ 2Ui (2.2)模态 2：承接上一个模态，D1、D2 和 D3、D4 续流结束，D1、D2 导通，D3、 D4 截止。在此阶段，输入电源 Ui 通过原边绕组 N1 向负载提供能量，箝位电容 电压 uCc 通过原边绕组 N2 向负载提供能量。该模态下，推挽正激 DC/DC 变换器 相当于两个单端正激变换器并联工作。其模态等效电路图如图 2.9 所示。iN2S1 Ui S2 CcN2TF N3 iN3D1D4 IoN1iN1D3D2图 2.9 模态 2：S1 通态期间等效电路图流过 N1 的电流为1 1 iN1=Iloop+ nIo+ im 2 2流过 N2 的电流为(2.3)1 1 iN2=-Iloop+ nIo+ im 2 2流过功率管 S1 的电流 iS1 为(2.4)iS1= iN1+ iN2=nIo+im输入电流为(2.5)1 1 iin= iN1= Iloop+ nIo+ im 2 2式中：(2.6)17推挽正激式高频环节逆变器研究Io――负载平均电流Iloop――环流电流im――激磁电流环流电流的大小由占空比 D 和负载电流决定，后面将给与说明。由上面可 以看出输入电流的峰值与负载电流一半成正比，因此，输入电流纹波小，这样 滤波器会较小。当功率管 S1 关断，此状态结束。 模态 3：S1 关断瞬间，流过绕组 N1 的电流 iN1 迅速减小，绕组 N1 上产生较 大的反电势，并使开关管 S2 的反并二极管导通，iN1 流向箝位电容，即给电容充 电。副边绕组的电压为上负下正，立即使 D3、D4 导通，D1、D2 承受反压，处 于在反向恢复状态， 因此整流二极管仍工作在续流状态。 绕组 N2 与箝位电容 UCc 的公共端被箝位在零而对输入电源释放漏感能量。绕组 N1 上的电流 iN1 通过 S2 的体二极管构成环流，输入电压 Ui 和箝位电容电压 UCc 分别施加在绕组 N2 和绕 组 N1 上，即 iN1 减小、iN2 增加。 此时加在功率管 S1 上的漏源电压 uds1 为uds1 =U i + uCc ≈ 2Ui该模态结束。此模态等效电路图如图 2.10 所示。iN2(2.7)当 iN1＝-iN2 时，由 S2 的反并二极管构成的环流为零，反并二极管变为截止，S1 Ui S2 CcN2TF N3 iN3D1D4 IoN1iN1D3D2图 2.10 模态 3：S1 关断瞬间等效电路图iN2S1 Ui S2 CcN2TF N3 iN3D1D4 IoN1iN1D3D2图 2.11 模态 4：S1 和 S2 均关断等效电路图18南京航空航天大学硕士学位论文模态 4：S1 和 S2 均关断，当 iN1＝-iN2 后，原副边绕组电压均为零，输入电 压 Ui 加在箝位电容上，向箝位电容充电，输入电流等于环流电流。整流二极管 处于续流状态。负载电流分别通过两组副边整流二极管流过，每个桥臂二极管 流过的电流相等，均为负载电流的一半。开关管的漏源电压均为 Ui。环流电流 流经两原边绕组，即从一绕组同名端流入从另一绕组同名端流出，产生的磁通 量抵消，副边绕组电流为零。此模态等效电路图如图 2.11 所示。 在这个模态中，输入电源通过 Ui+－N2－Cc－N1－Ui.构成的环路向箝位电容Cc 充电，其充电电荷为：? 1 ? 2D ? ?1 ? QCc = Iloop ? ? Ts = Iloop ? ? D ? Ts ? 2 ? ?2 ? (2.8)当其中一个开关管导通时，箝位电容通过其相应的一个绕组向负载释放能 量。箝位电容的放电电荷为：1 Qdisc = ( nIo ? Iloop) ? DTs 2由稳态工作时箝位电容电荷守恒关系可得：(2.9)I loop = nDI o(2.10)功率管 S2 对应的三个模态和 S1 的模态相同，只是此时是磁芯退磁和反向磁 化过程。如果在 S1 开通期间磁化电流较大，则在 S1 关断时，漏感对箝位电容充 电电流也会较大，则箝位电容电压上升较高。在 S2 开通时，箝位电容加在 N2 绕 组上电压也较高。因此，利用中间箝位电容的电压浮动性，可以克服推挽电路 的难以克服电路偏磁的缺点。 从上分析可以看出，推挽正激变换器保持了推挽电路和正激电路的优点， 克服了两者的缺点，具有： （1）推挽变换器的变压器磁芯双向磁化，磁芯利用 率高，克服了推挽电路易偏磁的缺点； （2）克服了正激电路磁复位的复杂性， 且输出的占空比可以大于 0.5； （3）抑制了开关管开通和关断时电压尖峰。因此， 其是低压输入场合的较为理想拓扑[32][33]。2.3 缓冲吸收回路推挽正激变换器副边整流桥的二极管由于在反向恢复的时候不可避免的存 在电压尖峰，必须加以吸收。而逆变器无功能量回馈也必须有通路。因此，此 电路必须有缓冲吸收回路。19推挽正激式高频环节逆变器研究缓冲吸收回路有两个作用，一是吸收变压器副边整流桥二极管反向恢复时 候的电压尖峰，还有一个作用是吸收逆变桥回馈的无功能量。为了实现这两个 功能，吸收回路的功率管要遵守“后开通，先关断”的原则，因先关断较难实现， 采用同时关断。后开通是为了让整流二极管的电压尖峰得到吸收，同时关断可 以保持直流母线电压脉宽调制波形不变。遵循这一原则，不但可使高频脉冲波 避免受到影响，又可实现吸收管 Sc 的软开关，从而提高效率。吸收电容 Cr 的吸 收电压尖峰和无功能量回馈情况如图 2.12 所示。D1D4ScScS4 A Lf ZL CfS6 B S7Cr D3 D2CrS5（a）吸收电压尖峰的等效电路图（b）吸收无功能量回馈的等效电路图图 2.12 吸收回路吸收电压尖峰和无功回馈能量等效电路图图 2.12(a)中为吸收电压尖峰的等效电路图，当尖峰电压出现时，使 Sc 的体 二极管导通，电压尖峰可以通过 Sc 的体二极管对电容 Cr 充电，从而吸收整流桥 的电压尖峰。图 2.12(b)中为逆变桥无功能量回馈时候等效电路图，黑实线回馈 通路为 uAB&0 时回馈电流的通路， 细虚线回馈通路为 uAB&0 时回馈电流的通路。 无功能量回馈时候，回馈电流通过 Sc 的体二极管对吸收电容进行充电。在无能 量回馈时，当 Sc 有驱动信号时，Cr 可放电给负载。 逆变器空载时候电压和电流存在 90o 的相位差，在输出波形的半个周期内， 有四分之一个周期电压与电流同向，直流环节向逆变桥输送能量，四分之一个 周期电压与电流反向，逆变桥回馈无功能量。当逆变器带载时，电压与电流的 相位差将小于 90o。2.4 推挽正激式高频环节逆变器逆变桥工作原理分析逆变桥的功能是将前面的推挽正激式，高频直流脉冲电压序列经过适当的 控制转化为交流输出电压。20南京航空航天大学硕士学位论文根据逆变桥的输出电压 uAB 的脉冲极性，逆变桥控制又分为单极性和双极 性两种控制方式。双极性控制时，逆变桥对角功率管同时开通或关断，两组管 子互补导通，即一组导通，一组关断，两个桥臂的功率管都为高频开关。为了 避免直通，桥式电路中同一桥臂的功率管设置了死区时间。忽略死区时间，双 极性逆变桥的输出电压为正负交替的高频脉冲，在一个周期中，uAB 只有正脉冲 和负脉冲两种状态。单极性控制时，一个桥臂上的功率管，在半个周期内为低 频互补开关，另一个桥臂上的功率管高频 PWM 调制，高频互补开关。这样，半 个周期中，逆变桥输出电压 uAB，全为高频正脉冲或高频负脉冲，逆变桥在一个 周期中，共有三种输出状态：正脉冲、负脉冲和零。 逆变桥处于不同的控制方式下其输出的调制电压将是不同的。推挽正激式 高频环节逆变器常用的控制方式为电流滞环控制和 SPWM 控制。在电流滞环控 制下，如果要实现零电压开关，将逆变桥功率管的开关状态转换安排在高频脉 冲波 uhf 电压为零的时间，这样逆变桥开关器件的开关时刻不仅由某种控制策略 决定，同时要看 uhf 的电平是否为零。也就是说，在这种情况下，逆变桥功率管 的开关时刻在时间轴上成了一些不连续点，因此，控制策略必须采用离散脉冲 调制。离散脉冲控制将高频脉冲组合成所需的低频脉冲电压，经滤波器输出。 在 SPWM 控制下，用 SPWM 信号来驱动前级的推挽正激变换器，这样在 直流母线上得到的高频脉冲直流电压 uhf 为包络线为正弦半波的脉宽调制电压。 这样，SPWM 控制下的逆变桥不需要等待电压过零点，其可以实现逆变桥的低 频开关且为连续控制。 这种控制方案也是本文所选用的方案。 在 SPWM 控制下， 推挽正激是高频环节逆变器逆变桥的工作模态有八种模态。其分别是 uo&0iLf&0 ugsc=1，uo&0 iLf&0 ugsc=0，uo&0 iLf&0 ugsc=1，uo&0 iLf&0 ugsc=0，uo&0 iLf&0 ugsc=0，uo&0 iLf&0 ugsc=1，uo&0 iLf&0 ugsc=1，uo&0 iLf&0 ugsc=0 八种高频开关工作情形。其中 uo&0 表示需要输出电压为正的时候，iLf&0 表示滤波电 感电流为正的时候。如果 uo×iLf&0 则表示无能量回馈，直流母线输出能量。如 果 uo×iLf&0 则表示有能量回馈，吸收回路的吸收电容吸收无功能量。ugsc 表示吸 收回路功率管驱动信号的电平，ugsc=0 表示驱动信号为低电平，也就是逆变桥输 出调制电压应该为低电平。ugsc=1 表示驱动信号为高电平，也就是逆变桥输出调 制电压应该为高电平。 其中 uo &0 输出正向电压时的四种工作模态如图 2.13 所示。uo &0 时输出负向电压时四种模态的情况与输出正向电压时类似。模态 1： uo&0iLf&0 ugsc=1，此模态时逆变器直流母线为电压为高，滤波电感电流为正，输出电压为正，此时滤波电感类似于 Buck 电路中的电感，电感 电流线性上升，直流母线电压给负载供电，此时 S4，S7 一直开通，电流流过 S4，21推挽正激式高频环节逆变器研究滤波电感、负载、S7 回到直流母线，四个功率开关器件都不需要改变驱动信号 状态，都工作于低频状态，模态图如 2.13(a)。 模态 2：uo&0 iLf&0ugsc=0，此模态时逆变器直流母线电压为零，滤波电感电流为正，输出电压为正，此时滤波电感类似于 Buck 电路中的电感，电感电流 线性下降，滤波电感续流给负载供电，电路模态如图 2.13(b)所示。此时 S4，S7 一直开通，滤波电感电流一路流过 S6 的体二极管，S4，负载续流，一路通过 S5 的体二极管，S7 续流。此时，功率管开关状态不变，都工作于低频状态。u hf S4 A S5 iLf + u o Lf ZL Cf S7 S6 Bu hf S4 A S5 iLf + u o Lf ZL Cf S7 S6 B（a）uo&0iLf&0ugsc=1（b）uo&0iLf&0ugsc=0u hf S4 A S5 i Lf Lf + uo ZL Cf S7 S6 Bu hf S4 A S5 iLf + u o Lf ZL Cf S7 S6 B（c）uo&0iLf&0ugsc=1（d）uo&0iLf&0ugsc=0图 2.13 逆变桥工作模态图模态 3：uo&0 iLf&0 ugsc=1，此模态时滤波电感回馈能量给直流母线，直流母 线电压不能自动周期回零，当 S5，S6 截止，S4，S7 开通，直流母线电压为高， 回馈电流经过滤波电感，S4，负载，S7 回到直流母线。功率管 S4 和 S5 工作于高 频状态，S6 和 S7 工作与低频状态。 模态 4：uo&022iLf&0 ugsc=0，此模态时要求调制电压 uAB 为零，所以，必须南京航空航天大学硕士学位论文开通 S5 为滤波电感提供续流通路，则此时，滤波电感电流经过 S5，S7 体二极管， 对负载供电。功率管 S4 和 S5 工作于高频状态，S6 和 S7 工作与低频状态。 从逆变桥工作模式的分析可知，功率管开关状态的转换对应下列几种情形： （1）模态 1→模态 2：此模态转换时四个功率管都保持开关状态不变，处于低 频开关模式。 （2）模态 2→模态 1：同上一个模态转换类似，此模态转换时四个功率管都保 持开关状态不变，处于低频开关模式。 （3）模态 4→模态 3：此时，S5 关断、S4 开通。在 S5 关断之后，电感电流不能 突变，它通过 S4 的寄生体二极管和 S7 的体二极管向吸收容 Cr 回馈能量。故 S4 为软开通，S5 为硬关断。 （4）模态 3→模态 4；此时，S4 关断、S5 开通。在 S4 关断之后，由于死区的存 在， 电感电流仍然通过 S4 的寄生体二极管和 S5 向吸收电容 Cr 回馈能量。 S4 为软 关断，回馈能量使得吸收容的电压加在逆变桥的输入端，故 S5 为硬开通。 当输出电压 uo 为负的时候，逆变桥工作模态和 uo 为正的时候类似，开关模 态转换情况也类似，依然是 S6，S7 低频开关，S4，S5 在无回馈能量的时候低频 开关，有能量回馈时候高频开关，只是，此时 S4 为硬开通和硬关断，S5 由于死 区的原因为软开通和软关断。 从上面可以看出，当逆变桥无能量回馈的时候，逆变桥四个功率管都工作于 低频开关状态，有能量回馈时候，逆变桥有两个功率管工作于高频开关状态， 两个工作于低频开关状态，但仅有一个管子工作于硬开关状态，故开关损耗较 小。2.4 小结推挽正激式高频环节逆变器电路结构由推挽正激变换器、无功吸收支路、 逆变桥和输入输出滤波器组成，具有单向功率流、两级功率变换、逆变桥低频 开关等特点。它解决了高频逆变器的软开关难以实现，功率管开关损耗大的缺 点。推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑具有下面两个特点：1．推挽正激变换器的变压器磁芯双向磁化，磁芯利用率高，且输出的占空比可以大于 0.5，抑制了开关管关断时电压尖峰，输入级功率管承受输入电流平 均值一半，输入电压两倍，是低压输入场合的较为理想拓扑；2． 从逆变桥模态分析可以看出， 逆变桥功率管很少工作于高频硬开关状态，开关损耗比较低，解决了高频逆变器的软开关较难实现的问题。23推挽正激式高频环节逆变器研究第三章 推挽正激式高频环节逆变器控制原理分析与设计逆变器主要控制技术包括单电压型控制技术、电流滞环控制技术、 电压 电流双闭环 SPWM 控制和数字控制技术等[34~37]。其中的电流滞环控制技术和电 压电流双闭环 SWPM 控制技术属于电流瞬时值控制技术。电流瞬时值控制技术 因其反应快，动态特性好等优点现普遍得到应用。电流滞环瞬时值控制技术最 显著的优点是控制电路简单，但是其开关频率不固定，输出电压的谐波频谱范 围也比较宽，滤波器选择比较困难，开关的损耗也比较大。电流 SPWM 瞬时值 控制技术不仅保持了 SPWM 控制的开关频率固定，输出电压正弦性好等特点， 而且具有电流瞬时值控制的动态响应好的优点。在推挽正激式高频环节逆变器 采用电流瞬时值 SPWM 控制技术后具有动态响应好，输出电压频谱特性好，输 出滤波器易于设计，逆变桥能实现低频开关等优点[34][35]。3.1 推挽正激式高频环节逆变器两种电流瞬时值控制方法比较对于推挽正激式高频环节逆变器，其控制方法常用电流瞬时值控制技术有 电流滞环控制和电压电流双闭环 SPWM 控制。两种控制方法各有特点。3.1.1 推挽正激式高频环节逆变器的电流滞环控制技术uhf Ui 推挽正激 吸收回路 逆变桥和 滤波器 负载扰动 uo电压控制器电流滞环控制图 3.1 推挽正激式高频环节逆变器电流滞环控制方案推挽正激式高频环节逆变器采用电流滞环控制时控制方案如图 3.1 所示。 在 这种控制方案下，前级推挽正激直流变换器采用电压型控制，输出平均值恒定 的高频脉冲直流电压 uhf。后级逆变器采用电流滞环控制，选择在直流母线电压 过零点进行开关以实现软开关。电流滞环控制也有两态和三态两种模式。两态 滞环控制就是控制电路的输出有两种状态，即+1 和-1。而三态滞环控制就是控 制电路的输出有三种状态，即+1，0 还有-1。两态调节由于电路只有两种状态，24南京航空航天大学硕士学位论文所以系统也就只有吸收能量和回馈能量两种状态，脉冲调制波是一个双极性的 调制波。而三态调节除了有吸收能量和回馈能量两个状态外，还存在续流的状 态，所以在半个周期内，脉冲调制波是一个单极性的调制波。三态电流滞环控 制比两态电流滞环控制输出电压谐波含量要小。 采用电流滞环控制的推挽正激式高频环节逆变器要想选择在直流母线电压 过零点进行开关以实现软开关必须采用离散脉冲控制方式。离散脉冲的三态电 流滞环控制的推挽正激高频环节逆变器具有以下不足：1．开关频率变化范围较大，输出滤波器较难设计，滤波器体积重量会比较大。电流滞环跟踪控制中，逆变器功率管的开关频率由滞环宽度和滤波电感电 流的变化速度决定。滞环宽度越窄，Lf 越小，逆变桥功率管的频率越高，滞环宽 度越宽，Lf 越大，逆变桥功率管的频率越低。但是过高的开关频率会导致软开关 时零点难以实现，此因素决定逆变器不能到达很高的开关频率。在滞环环宽固 定时，开关频率取决于电感电流变化率。电感两端电压方程为：Lfdi = uAB ? uo dt(3.1)因此，在电感大小一定的情况下，电流变化率的大小取决于调制电压和输 出电压瞬时值差，所以电感电流变化率在输出电压过零点附近很高，在峰值点 附近变化较小，从而导致功率开关管开关频率变化很大。从而导致输出电压最 低次谐波频率较低，输出滤波器难于设计，输出滤波器体积较大；2．离散脉冲的控制方式带来滞后问题，增加了系统谐波含量，影响系统动态性能和稳定性。电流滞环跟踪控制中，为了使逆变器实现零电压开关，逆变 器的功率开关管的工作点必须选在母线电压过零点。但当电流的变化到达环宽 点时，如果此时直流母线电压不为零，功率开关管需要等到直流母线电压为零 时才能关闭或者开通。等到在母线电压为零时开通后，因直流母线电压为零， 电感电流依然不能上升，需要等到下一个直流脉冲到来时才可以跟踪电流给定 信号。控制上的滞后带来了输出电压新的谐波，使之不得不增加滤波器的尺寸, 另一方面，控制上滞后的非线性因素给系统的稳定性和动态性能带来不利影响；3．当逆变器处于能量回馈时，由于 Sc 反并二极管导通，逆变器母线电压钳制为 Cr 的电容电压。因此，逆变器母线电压不能周期性回零，逆变器依然工作 在硬开关状态。25推挽正激式高频环节逆变器研究3.1.2 推挽正激式高频环节逆变器的 SPWM 控制技术所谓的正弦波脉宽调制(SPWM)波形，就是与正弦波等效的一系列等幅不等 宽的矩形脉冲波形。它的原理是：把正弦波分成n等分，然后把每一等分的正弦 曲线与横轴包围的面积用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅 值是不变的。这样，由n个等幅不等宽的矩形脉冲组成的波形与正弦波等效，称 作SPWM波形。 SPWM控制技术根据控制信号极性的不同可分为单极性和双极性 两种。单极性SPWM是指在一个载波周期内，逆变桥的输出调制电压(即两桥臂 中点间电压)uAB只有0和正电压或0和负电压； 双极性SPWM则是指一个载波周期 内，逆变桥的输出调制电压uAB既有正电压，又有负电压。双极性SPWM控制谐 波含量要大于单极性， 且功率管开关频率要大于单极性， 一般采用单极性SPWM 控制。 单极性推挽正激式高频环节逆变器采用 SPWM 控制的控制方案如图 3.2 所 示。 在这种控制方式下， 前级推挽正激采用SPWM信号来控制， 经过吸收回路后， 在直流母线上产生包络线为正弦半波的高频脉冲直流电压，经过逆变桥和滤波 器后得到高质量输出电压。u hf Ui 负载扰动 uo -推挽正激吸收回路逆变桥和滤波器回馈能量控制 正弦脉宽控制图 3.2 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制方案采用 SPWM 控制推挽正激式高频环节逆变器具有以下几个特点：1．SPMM 控制时，因为直流母线电压为正弦半波的脉宽调制电压，逆变桥有条件做低频开关，逆变桥功率管开关次数则可以减少，在阻性负载和无能量 回馈时候为输出频率的低频开关，降低了开关损耗，提高系统效率；2．在相同开关频率下，SPWM 控制方式比电流滞环控制下的输出电压谐波含量较低，从而需要较小的滤波电容和电感，减小了系统体积，提高了效率；3． SPWM 控制方式因为没有引入纯滞后环节， 因此对系统的稳定性和动态性能有利。26南京航空航天大学硕士学位论文3.1.3 推挽正激式高频环节逆变器仿真比较为验证理论分析的正确性和本文采用 SPWM 控制方式的可行性，对推挽正 激式高频环节逆变器进行两种控制方式的方针的比较。仿真时取滤波电感为Lf=500?H， Cf=10?F。 负载功率为 Po=1kVA， 功率因数为 0.75~1。 仿真结果如下：(a)空载时两种控制方法逆变器仿真结果(b)阻性负载时两种控制方法逆变器仿真结果(c)感性负载时两种控制方法逆变器仿真结果27推挽正激式高频环节逆变器研究(d)容性负载时两种控制方法逆变器仿真结果 图 3.3 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制和电流滞环控制仿真比较上面仿真波形中左边为 SPWM 控制时仿真结果，右边为电流滞环控制时仿 真结果。在 SPWM 控制下仿真波形从上到下依次为输出电压 uo，滤波电感电流iLf，开关管 S4、S5、S6 和 S7 的驱动信号。电流滞环控制时仿真波形从上到下一次为输出电压 uo，滤波电感电流 iLf（反向信号） ，开关管 S4、S5、S6 和 S7 的驱 动信号，输出电压 uo 和输出电流 io 在同一个框内。从上面比较可以看出，推挽 正激式高频环节逆变器逆变桥开关频率在电流滞环控制时要高于 SPWM 控制 时，开关损耗必然增大。推挽正激式高频环节逆变器在 SPWM 控制方式下，在 能量回馈时有部分高频开关。上面的仿真结果验证了文中的理论分析。3.2 SPWM 控制推挽正激式高频环节逆变器的实现Lf iLf Cf ZLSPWM Ui 推挽正激 变换器 VS1 VS2 SPWM 逻辑转换电路 吸收 回路 VSC 全桥逆变VS4 VS5 VS6 VS7 逆变桥逻辑控制电路能量回馈 判定电路 P调 节器PI调 节器uof比较器 高频三角载波 过零检测 正弦基准电路图 3.4 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制原理图推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制的实现一定要满足以下几个条件：1．推挽正激变换器磁芯为双向磁化，所以必须保证推挽正激两个开关管占28南京航空航天大学硕士学位论文空比一致性以保证磁芯的双向对成磁化；2．吸收回路要保证直流母线上正弦脉宽的脉宽不能发生变化； 3．在有能量回馈时，因为此时直流母线电压不能回零，逆变桥必须提供控制逻辑使得其输出的调制电压依然要保持正弦脉宽调制。 根据上述原则， 结合 SPWM 控制实现的方法得到 SPWM 控制的推挽正激式 高频环节逆变器原理图如图 3.4 所示。其原理为输出反馈电压 uof 与正弦基准电 压经过电压调节器的输出信号作为电流的给定信号。检测滤波电感电流反馈信 号 iLf 与给定电流信号经过电流调节器后输出信号与三角载波相交截，产生SPWM 信号先经过逻辑转换电路保证功率管 VS1 和 VS2 驱动信号占空比一致，然后来控制推挽正激直流变换器。推挽正激变换器的输出进过全桥整流之后为 包络线为正弦半波的高频直流脉冲电压 uhf。直流母线上并联吸收回路，吸收回路 的控制逻辑要保证正弦脉宽调制的高频脉冲直流电压的脉宽不发生变化，且同时 要吸收整流桥二极管反向恢复时产生的电压尖峰。直流母线上正弦脉宽调制电压 在无能回馈时能自动回零，但是在能量回馈时由于 Sc 反并的二极管导通，逆变 器母线电压被钳制为 Cr 的电容电压，此时逆变器母线电压不能周期性回零。逆 变桥的控制逻辑此时要保证逆变桥输出的调制电压为正弦脉宽调制高频交流电 压（交流频率为输出频率）。正弦脉宽调制电压经过 LC 输出滤波器滤波后得到 需要的交流电压。 从上面分析可以得出推挽正激式高频环节逆变器的各个功率管的驱动控制 信号的产生方法为：1．电流环 P 调节器输出的正弦波和高频三角载波交截后产生的 SPWM 信号，此信号经过延时电路产生另外一路 SPWM 信号。这两路信号交替送给功率 因为推挽正激变换器单管占空比不能大于 0.5， 所以电流调节器的输 管 S1 和 S2。 出必须加以限幅，使其最大值不能超过三角载波的一半；2．将功率管 S1 和 S2 的驱动信号的和（或门来产生）信号经过延时处理作为吸收回路功率管 Sc 的驱动信号， 这样可以使吸收回路功率管 Sc 做到 “后开通、 同时关断”，以保证直流母线电压的脉宽不变；3．单极性 SPWM 控制的逆变器的逆变桥有一对功率管必须低频互补开关，选 S6 和 S7。采用控制器的电流环的输出信号作为过零比较信号；4．无能量回馈的时候，所有逆变桥功率开关器件按输出电压频率开关。当输出电压为正电压时，S4、S7 导通；输出为负电压时候，S5、S7 导通。当有能 量回馈时候，由于 Sc 反并的二极管导通，逆变器母线电压被钳制为 Cr 的电容电 压。因此，逆变器母线电压不能周期性回零，逆变器工作在硬开关状态。此时29推挽正激式高频环节逆变器研究S4 、S5 高频互补工作，S6、S7 低频互补工作。当输出电压为正而滤波电感电流为负时，S7 一直开通，如果此时 SC 控制信号为高电平则 S4 开通，如果 Sc 控制 信号为低电平，则 S5 开通；当输出电压为负而滤波电感电流为正时，S6 一直开 通，如果此时 Sc 控制信号为高电平则 S5 开通，如果 SC 控制信号为低电平，则S4 开通。控制时序图如图 3.5。vo tiLf vpol vtri_p vtri_ntt VS1 VS2 VSc VS4 VS5 VS6 VS7 uAB uhf t图 3.5 逆变器控制信号图t t t t t t t t3.3 SPWM 控制推挽正激式高频环节逆变器控制参数设计从上面分析可以看出，对推挽正激式高频环节逆变器可以采用电压电流双 闭环控制系统。内环采用滤波电感电流作为反馈电流，滤波电感电流等于滤波 电容电流和负载电流之和，所以电感电流瞬时值反馈有很强的动态响应和负载 适应能力。由于电感电流瞬时值反馈的电流其实就等于功率管上的电流，所以 采用电感电流瞬时值反馈具有快速的限流保护能力，使系统可靠性得到提高。30南京航空航天大学硕士学位论文外环采用输出电压反馈控制使得系统电压外特性较好。3.3.1 电流内环设计为了内环的快速响应，不增加相角滞后，利于电压环的设计，电流环的补 偿环节采用比例控制。电流内环反馈校正原理图如图 3.6 所示。ir－kp(i)KSPWM－uL1/SLfiLiC－1/SCf 1/ZLuoio图 3.6 电流内环控制原理图取滤波参数 Lf=500?H，Cf=10?F，空载情况下，系统校正前开环幅频特性曲 线为图 3.7。图 3.7 电流环开环幅频特性图采用比例校正后的幅频特性曲线为图 3.8，从图上可以看出，比例控制增加 了系统的带宽， 原则上可以通过增大前向通道的调节器增益 K p 来扩大带宽范围， 但会导致系统的抗噪声干扰能力下降，同时也会降低系统的稳定性，不利于电 压环设计，所以调节器增益适当选取，满足所需的带宽要求即可。因此，内环 采用比例控制是适当的。图 3.8 电流环闭环幅频特性图31推挽正激式高频环节逆变器研究3.3.2 电压外环设计uref－kp(u)+ki(u)/suPI iref－kp(i)KSPWM－uL1/sLfiLfiC io －1/sCfuo图 3.9 SPWM 控制逆变器的方框图在开关频率远远大于输出频率，不记滤波电感和电容上的电阻时，采用SPWM控制的推挽正激高频环节逆变器控制框图可以简化如图3.9所示。其外环电压环采用比例积分控制，内环电流环采用比例控制。其电压环比例放大倍数 为kp(u)， 积分放大倍数为ki(u)， 电流环比例放大倍数为kp(i)， 负载扰动为io。 设ki=kp(i) ×kspwm，则逆变器在输入参考电压ur和负载扰动io共同作用下的传递函数关系为U o( s ) =k p (u ) s + k i(u ) U r( s ) L f C f s + k i s 2 + (1 + k p (u ) ) s + k i(u )3?逆变器的特征方程为s ( L fs + k i ) Io( s ) L f C f s + k i s 2 + (1 + k p (u ) ) s + k i(u )3(3.2)D( s) = LfCfs 3 + kis 2 + (1 + kp(u)) s + ki(u)(3.3)此系统为三阶系统，对于高阶系统，在设计时可以采取主极点配置法[38]。 也就将其中两个极点配置为一对共轭极点，另外一个极点配置在距虚轴很远的 地方，则该闭环系统的动态响应性能、稳定性主要由这对共轭主导极点决定。 设其共轭主导极点为s r1,2 = ? ξ r ω r ± jω r 1 ? ξ r 2(3.4)其中 ξ r、ω r分别为希望的阻尼比和自然频率。则可以选sr3=?n ξ r ω r，其中n 是正常数。n越大，三阶系统响应特性越接近由闭环主导极点决定的二阶系统， 一般取5~10均可。此时特性方程为Dr (s) = (s2 + 2ξrωr s + ωr 2 )(s + nξrωr )用主极点配置法可得(3.5)ki = 2ξ rωr Lf Cfkp(u) = (1 + 2nξ r 2 )ωr 2 LC ? 132(3.6) (3.7)南京航空航天大学硕士学位论文k i(u ) = nξ rω r 3 L C选取合适的 ξ r、 ω r和n则可以满足系统性能要求。(3.8)3.4 SPWM 控制的推挽正激式高频环节逆变器外特性分析当开关频率远远大于输出电压频率时，双闭环控制逆变器电流内环可以等 效为一个电流受控放大器， 其放大倍数为 k， 简化后逆变器控制方框图为图 3.10。ur - uofkP+kI/Sk kuofGLuo图 3.10 电压电流双闭环控制逆变器简化系统模型图图中，kp 为比例放大倍数，kI 为积分放大倍数，kuof 为反馈系数。 由图 3.9 得到逆变器闭环传递函数为： k (kP + I )kGL ( s ) s Gc ( s ) = k 1 + kuof (kP + I )kGL ( s ) s 空载时，输出端只有滤波电容，则：(3.9)GL ( s ) =1 Cf s(3.10)阻性负载时，电阻 RL 和滤波电容并联，则：GL ( s ) =RL 1 + RLCf s(3.11)感性负载时，RL 与 LL 串联和滤波电容并联，则：GL ( s ) =RL + LL S LLCf s 2 + RL Cf s + 1(3.12)容性负载时，RL 与 CL 串联和滤波电容并联，则：GL ( s ) = RL C L s + 1 RL Cf C L s 2 + ( C f + C L ) s(3.13)联立式(3.9)?(3.13)可得控制系统的闭环传递函数为33推挽正激式高频环节逆变器研究G0 ( s ) =kP ks + kI k Cf s + kP kkuof s + kI kkuof2（空载）(3.14)GR ( s ) =kP ks + kI k 1 Cf s 2 + (kP kkuof + ) s + kI kkuof RL kP ks + kI k 1 1 Cf s 2 + (kP kkuof + ) s + kI kkuof + RL LL（阻性负载时）(3.15)GRL ( s ) =（感性负载时）(3.16)GRC ( s ) =kP ks + kI k a 3s + a 2 s 2 + a 1 s + a 0 RL CL s + 13（容性负载）(3.17)(3.17)中 a3=RLCLCf；a2=CL+Cf+RLCLkpkkuof；a1=kpkkuof+RLCLkIkkuof；a0=kIkkuof。系统在不同种负载下的闭环传递函数对应的幅频特性分别为G0 (ω ) =GR (ω) =( k P kω ) 2 + ( k I k ) 2 （kI kkuof ? Cf ω 2 ) 2 + (kP kkuof ω ) 2（kI kkuof (kP kω)2 + (kI k )2 - Cf ω 2 )2 + ((kP kkuof + 1/ RL )ω)2（空载）(3.18)(阻性负载) (3.19)GRL (ω ) =G RC (ω ) =（kI kkuof( k P kω ) 2 + ( k I k ) 2 + 1/ LL - Cf ω 2 ) 2 + ((kP kkuof + 1/ RL )ω ) 22 ) ω2(感性负载) (3.20)（容性负载）(3.21)a 2 + ( k P kk uof + R L C L k I kk uof(( k p k ω ) 2 + ( k I k ) 2 )(( R L C L ) 2 + 1)式(3.21)中： a = k I kk uof ? RL CL Cf ω 3 ? ( CL + Cf + RL CL k P kk uof ) ω 2 由式(3.18)至(3.21)可知，一般情况下|GRC( ω )| &|G0( ω )|& |GR( ω )|& |GRL( ω )|。 因此，逆变器从容性负载、空载、阻性、感性负载变化时，输出电压将单调下 降，电压在容性负载时电压特性较硬，在感性负载时特性较软。34南京航空航天大学硕士学位论文3.5 小结推挽正激式高频环节逆变器采用电流滞环和 SPWM 控制时逆变桥开关频率 和输出调制电压的谐波含量是不同的。理论分析和仿真结果表明采用 SPWM 控 制时，推挽正激式高频环节逆变器逆变桥在无能量回馈时候是低频开关，因而 功率管开关频率低于电流滞环控制时逆变桥开关频率。SPWM 控制时输出调制 电压的最低次谐波频率固定且含量较小，输出滤波器易于设计。本章还给出了 推挽正激式高频环节逆变器 SPWM 控制下控制器设计方法和对逆变器的外特性 进行分析。35推挽正激式高频环节逆变器研究第四章 推挽正激式高频环节逆变器硬件设计根据前面理论分析，推挽正激式高频环节逆变器适合于低压输入场合，航 空应急电源输入电压为 27VDC， 输出要求为 115V400HzAC。 根据航空电源要求， 应用 SPWM 控制技术，把推挽正激式高频环节逆变器应用于该场合来验证上文 分析理论的正确性。低压直 流电源 推挽正激 变换器吸收回路逆变电路输出滤波驱动电路驱动电路驱动电路输出电压电 流检测电路延时电路电压电流双 闭环SPWM 控制电路能量回馈 判定电路保护电路正弦基准电 压生成电路图 4.1 逆变器结构示意图4.1 主要电气技术指标推挽正激式高频环节逆变器的主要电气技术指标要求为：1．输入电压：额定值 27VDC（电压范围：22V~32V） 2．输出电压：单相 AC，115V±2%；400Hz±1%；THD&5%； 3．额定功率：1kVA； 4．功率因数： 0.75～1； 5．整机效率：η ≥80%。36南京航空航天大学硕士学位论文4.2 SPWM 控制推挽正激式高频环节逆变器系统构成推挽正激式高频环节逆变器如图 4.1 所示，主要组成部分有主电路、控制电 路和驱动电路。4.3 SPWM 控制推挽正激式高频环节逆变器控制电路本文控制电路的核心是电压电流双闭环控制器，其正弦基准电压为阶梯波 合成后滤波的高质量正弦电压，延时电路是用来控制推挽正激变换器的另外一 个功率管。能量回馈控制电路控制主电路给回馈能量提供通路。4.3.1 正弦基准生成电路基准正弦波发生器的输出作为电压瞬时控制逆变器的电压给定信号，其波 形的质量直接影响到输出正弦波的幅值、频率及其 THD，因此要求正弦波发生 器能提供幅值、频率高度稳定，失真度小且幅值可调的正弦波形。 本文的基准正弦波发生器电路图如图 4.2 所示，该电路由振荡分频电路、阶 梯波合成电路和有源滤波电路三部分构成。具有电路简单、成本低、稳定度高、 输出波形 THD 小等优点，是逆变器较理想的基准正弦波发生器。振荡分频电路 由晶振和计数器 4060 和可预置 1/N 计数器 4018 组成，用来产生很高频率稳定 性的时钟信号；阶梯波合成电路将振荡分频电路输出的时钟信号，经循环移位 和权电阻合成后输出 2N 块阶梯波；阶梯波经有源滤波后输出高质量正弦电压。1．时钟频率信号一般来说先根据技术要求选择阶梯波的阶梯数 2N，阶数越多则阶梯波的波 形失真度越小，但需要更多的计数器 4018。阶梯数越少，波形的失真度越大， 有源滤波的负担加重，给定电压的质量难以保证。该电路中取 2N 为 18 阶梯， 故计数器 4018 的时钟频率为 400×18=7.2kHz。4060 内部的反相器及其外围电路R6、C1、C2 及晶振构成稳定的晶体振荡器，石英晶体和电容构成反馈网络，工作在并联谐振频率附近。R6 为偏置电阻，偏置电阻应足够大，以使反馈网络不 成负载，但又要比 CMOS 电路的输入阻抗低的多，一般取几兆欧到几十兆欧左 右。调整 C1、C2 的值，可将振荡器调整到一个精确值，由于石英晶体具有负温 度系数，而电容具有正温度系数，二者相互抵消，使振荡器输出频率稳定。4060 对振荡器的输出分频得到 4018 所需要的时钟频率信号。4060 的不同输出管脚37推挽正激式高频环节逆变器研究Qi 对应不同的分频系数 2i，例如 Q9 对应的分频系数为 29。由于晶振具有高度的频率稳定性，因此时钟频率信号稳定准确。假设晶振的振荡频率为 f，应该按照 式(4.1)选择分频系数 2nf / 2n = 7200若输出电压的频率为 50Hz，阶梯数仍为 18，则分频系数 2n 由式(4.2)选择(4.1) (4.2)f / 2n = 18 × 50 = 900振荡分频电路阶梯波合成电路 图 4.2 基准正弦波发生器电路图有源滤波电路图 4.3 阶梯波合成示意图38南京航空航天大学硕士学位论文2．阶梯波的形成如图 4.2 所示，阶梯波发生器由两片可预置计数器 4018、九个权电阻 R0~R4 和一个反相器构成，产生阶梯为 18 的阶梯波。4018 按移位计数器方式工作，每 一个时钟脉冲计数器只有一个逻辑变数发生变化。4018 的每个缓冲输出端输出 频率为 400Hz 的方波，时钟信号使九个缓冲输出端 Q1~Q9 中出现高电平的端子 依次增加至全“1”，然后逐次减小到全零。当九个端子输出全为零时，阶梯波输 出为 V5&；当九个端子输出全为“1”，阶梯波输出为 V5'。显然，V5&值为零，V5' 值 就是电源电压，由图 4.3 可知，V5' 等于 2V5。不同的时钟周期，九个缓冲输出 端子为“1”的个数不同。设定合适的权电阻值，可以得到阶高不同的阶梯波。阶 梯数越多，则阶梯波越接近正弦波，但计数器级数越多。C4 为平滑电容，起滤 波作用。C5 为隔直电容。3．权电阻的选择权电阻的大小不同，阶梯波的阶高不同，必须设置合适的权电阻使阶梯波 的谐波含量小，从而基准正弦波的 THD 小。将正弦波在半周内分成 N 个相等的 间隔，求取正弦波在此间隔内的平均值。为使阶梯波谐波含量较小，设置权电 阻使阶梯波阶高等于正弦波各段的平均值，即Vi = N π sin θ o∫iπ /N( i ?1) π /NV rm sin(ω t ) d (ω t ) =θoV rmsin(2i -1)θ o（4.3）其中，i=1,2,…,(n+1)/2Vrm 为基准正弦电压峰值。 Vi 为第 i 阶阶梯波的阶高。N 为权电阻的个数，此处对应为 9。θ o = π / 2NV 5 是最高阶的阶高，2 V 5 就是电源电压。由图 4.3 可得Vi'=V5+Vi Vi&=V5-Vi， i=1,2,3,4,5(4.5) (4.5)图 4.4 阶梯波合成分压示意图阶梯波合成原理如图 4.4 所示，其合成的实质是电源电压 2 V5 在电阻 R'的 分压，图 4.4 中，R 为 4018 输出为“1”的输出端子所连接的权电阻的并联值，R' 为输出为零的输出端子所连接的权电阻的并联值。不同的时钟脉冲时刻，两个39推挽正激式高频环节逆变器研究电阻有不同的值，产生不同的分压值，从而产生阶梯波。当 N=9 时，根据电阻 分压，有：V 5 +V1 r1 = 2V 5 r 0 + r1 V 5 +V 2 r2 = r 2 + r 0 // R1 2V 5 V 5 +V 3 r3 = 2V 5 r 3 + r 0 // R1 // R 2 V 5 +V 4 r4 = 2V 5 r 4 + r 0 // R1 // R 2 // R 3其中： ri = Ri // r (i+1)(4.6)(i=0,1,2,3) (i=4)r 4 = R4经过运算得：Ri =2Vi R 0 (i=1,2,3,4) Vi+1 ? Vi(4.7)权电阻应以对称配置，设权电阻系数 α5=1，计算得：R0=α5R0=R0 R1=α4R0=1.064R0 R2=α3R0=1.305R0 R3=α2R0=2R0 R4=α1R0=5.759R04．有源滤波器的设计为了提高输出基准电压的波形质量，使逆变器的输出电压达到技术指标要 求，需加一级有源低通滤波器滤除谐波，该电路采用的是二阶多路反馈无限增 益低通滤波器。它由运放、R8~R11 和电容 C6、C7 组成。运放、R12~R14 及可调电 位器组成比例放大电路，调节电位器即可调节基准电压的大小。不计 C20 影响， 有源滤波器的传递函数可表示如下：40南京航空航天大学硕士学位论文G(s) = s +2Aoω n 2ωnQs + ωn(4.8)2式(4.8)中，ωn =AO = ? Q=1 R10 R 9C 6C 7R10 R8(4.9)C 7 ( R10 R 9 + R8 R10 + R8 R 9) R8 R10 R 9C 64.3.2 电压电流双闭环控制器及 SPWM 信号生成电路根据第三章中对控制电路分析，控制电路内环采用比例控制，外环电压环 采用比例积分控制。其电路原理图如图 4.5，反馈电压的反向信号和电压环给定 信号经过比例积分环节后的输出信号作为电流环给定信号，与电流环反馈信号 做加法后的信号经过分压限幅电路后与三角波交截后生成 SPWM 信号作为 S1 的驱动信号。ur 正弦电压给定信号 uof电压反馈信号 R1 R2 R3 R4 R5 C1 if电流反馈信号 R6 R7 R8 R9 R10 R12 R11 R13 C2 三角载波 R14 S1驱动信号UP Uin图 4.5 SPWM 控制生成调制信号电路示意图在图 4.5 中，R1=R2，第一个运放为反向比例放大器，使反馈电压反向，以 便做减法器。R3=R4，则比例环放大倍数为[39~41] 1 R5 ku ( s ) = ?( + ) sR 4C1 R 4(4.10)R6=R7，则电流环放大倍数为 ki ( s ) = ? R8 R7(4.11)R9，R10 为分压限幅电路，使得电流环输出电压不超过三角波幅值一半，这41推挽正激式高频环节逆变器研究样保证单管占空比不超过 0.5。 三角波为方波积分， 方波信号来源为 CD4060 的输出信号，方波积分信号经 过放大器处理后得到三角波信号。4.3.3 延时整形电路及 S2 信号的形成推挽正激变换器为了保持上管和下管驱动信号完全一致，S2 的驱动信号采 取使用 S1 延时信号，驱动信号的延时采取上升沿延时和下降沿延时。电路原理 图如图 4.6。先对 S1 驱动信号采取下降沿延时，再对其采取上升沿延时，两个延 时时间一致，并且延时时间为半个开关周期。S1驱动信号S2驱动信号下降沿延时上升沿延时图 4.6 推挽正激功率开关管 S2 的驱动信号产生电路4.3.4 吸收回路功率管 Sc 驱动信号的形成吸收回路的功率管 Sc 开关频率两倍于推挽正激变换器的功率管管， 并且遵 守比 S1 和 S2 稍后开通，然后同时关断即可。控制电路图如下图 4.7，采用若干 个非门简单的使上升沿延延时，下降沿保持不变。Sc驱动信号 S1驱动信号 S1驱动信号 与门或门图 4.7 吸收回路驱动信号产生电路4.3.5 后级逆变桥驱动信号的形成逆变桥 S6，S7 采用低频开关，S4，S5 在有能量回馈时高频开关，在无能量 回馈时低频开关。能量回馈的判定原则在上文中已有阐述。控制电路如图 4.8 所42南京航空航天大学硕士学位论文示。4.4 驱动电路隔离驱动电路采用 A3120 光耦隔离型驱动电路，A3120 结构图及驱动电路 结构如图 4.9 所示。A3120 是美国惠普公司生产的用于驱动 IGBT、MOSFET 器 件的光电耦合器， 该芯片内部集成有光耦、 接口和功放单元， 可驱动 A 的 IGBT 模块。电感电流过零检测信号 电压过零检测信号 S4Sc驱动信号S5S6 S7图 4.8 逆变桥控制信号产生电路A3120 N/C 1 ANODE 2 CATHODE 3 N/C 4 8VCC 7 Uo 6 Uo R1+25V D2 1 A 4 8 7 6 5 Q2 D1 C2 C1 R2 Q1 R3 D3 R4 D4 uGSVEE5VEEC3(a) 结构图(b) 驱动电路图 4.9 逆变桥功率开关 S1～S7 驱动电路当输入信号为高电平时，A3120 输出为高电平，由功放级的 NPN 晶体管放 大后输出，驱动功率器件；当输入信号为低电平时，A3120 输出为低电平，功放 级的 PNP 晶体管导通，功率器件极间承受反向电压关断。图中，R3 的大小将影43推挽正激式高频环节逆变器研究响逆变器的开关损耗，应用时可调整 R3 的大小，使逆变器获得最佳的性能。4.5 推挽正激式高频环节逆变器功率电路参数选取功率电路的选取的原则根据第二章中电路原理的分析得出功率器件承受的 电压电流关系。4.5.1 输入滤波电容选取由公式(2.1)可得到C=η f (U in2Po ? (U in ? ?U in ) 2 )(4.12)取 ?U in = 1%U in ，开关频率为 f =50k，η =80%，Po=1kW，输入电压取最小 值 Uinmin=22V 则求得电容的取值为 C=2700?F。4.5.2 高频变压器设计变压器实现电气隔离和升压，考虑最低输入电压 22V 时候，能够输出 115V 交流电压。对于 SPWM 控制方式，直流电压最高利用率为 0.707。当设计最高占 空比为 0.45，正常工作时可考虑工作最高占空比为 0.4 时，所以逆变桥输入电压 最小要 115×(1/0.707)×(1/0.8)=203(V)。考虑整流桥的压降和滤波电感的压降，变 压器副边取 220V。取输入电压最小 22V 情况，则变比应该为 220/22=10。 经过查表，初选材质为 R2KBD 的软铁氧体 PM62×49 型磁芯，其饱和磁密Bs=5100Gs。参数如表 4.1。(a) PM 磁芯实物图(b) PM 磁芯尺寸图图 4.10 PM 磁芯示意图44南京航空航天大学硕士学位论文表 4.1 PM62×49 磁芯尺寸参数（mm） 数值A 62B 48.8C 25.5D 5.1E 16.7F 24.5其功率容量乘积为[33]： SQ =2TON Poλ ×106 ?Bη kc j饱和磁密 Bs=5100GS，磁路有效截面积 S= π (2.552-0.512)/4=4.9cm2，窗口面 积 Q=(4.88-2.55)×3.3/2=3.84cm2。取工作磁密 ? B=2000GS，开关频率 fs=50kHz， 变压器原边绕组匝数为[42]n=U imin ? Tonmax 22 × 0.40 /(48 × 103 ) × 108 = ×108 = 1.73 ≈ 2 （匝） ?B ? S 2000 × 4.90设推挽正激直流变换器、DC/AC 逆变桥的变换效率分别为 0.9、0.95，窗口 利用系数 Ku=0.4,导线电流密度 j=350A/cm2，变压器按 110%负载设计，因此SQ =2Tonmax Pomax ×108 = ?Bη K u j2 × 0.45 ×1 1100 ×110% × 3 50 × 10 0.95 × 108 2000 × 0.9 ×1× 0.4 × 400=7.24&4.90×3.34=16.366（cm4）可知，磁芯 PM62×49 的 SQ 值大于计算值，选定该铁心型号。变压器副边 绕组匝数 n2=20 匝。 选择线径应考虑变压器电流有效值最大的时候，也是输入电压有效值最小 的时候。直流母线电压的最小为 U min = 22 × 10 × 0.707 × 0.8 = 124.4(V) ，考虑 1.1 倍负载，则此时变压器副边电流有效值最大为 Imax==8.84(A)。选择电 流密度为 j=350A/cm2，则变压器副边电流截面积为 2.53mm2。原边电流为 5 倍 副边电流和励磁电流之和，如果励磁电流取原边电流的 5%，则变压器原边电流 为 44.64A，则变压器原边电流截面积为 12.75 mm2。 在确定绕组导线线径时，要考虑到导线的集肤效应，一般要求导线线径小 于两倍的穿越深度，例如变压器的工作频率为 fs＝50kHz，则铜导线的穿越深度 为：? =2 2 = = 0.296mm 。所以变压器绕 3 2π fs?γ 2π × 50 ×10 × 4π × 10?7 × 58 × 106组选用的导线线径应小于 0.592mm。45推挽正激式高频环节逆变器研究因 此 ， 原 边 选 用 0.5×28(mm2) 铜 皮 ， 则 变 压 器 原 边 电 流 截 面 积 实 际 为14.0mm2，副边采用 0.1×28（mm2）的铜皮，则变压器副边电流截面积实际为 2.8mm2。这样，窗口系数 ku=[0.5×28×2+0.1×28×20]/Q=0.22&0.4。说明可以绕下。为了减小变压器漏感，变压器副边绕组与原边绕组应紧密耦合。因此，变压器 原、副边绕组应分层交叉绕制。先绕副边绕组 10 匝，再绕原边绕组 2 匝，最后 再绕副边绕组 10 匝。在外部将副边绕组的两组 10 匝铜皮顺向串联起来。4.5.3 箝位电容的选取在推挽正激的功率管 S1 和 S2 都关断期间，输入电源对箝位电容充电，在 S1 或 S2 关断瞬间，漏感能量也对箝位电容充电。在功率管 S1 或 S2 开通期间，箝位 电容的能量通过变压器传输到副边。电容在每一个开关周期瞬态时和输入电源 并联对后面提供能量，近似每个开关周期瞬态电容提供的能量为一半，则当只 有一个功率管工作时，电容的放电能量可以近似表示为；1 1 1 1 WCc = Win = CcU + 2 ? CcU ? 2 = Cc (2Uin )(2?U ) 4 2 2 2 Cc = Win PinT = 8Uin?U 8Uin?U(4.13)(4.14)式中 U+指偏离稳态电压最高值， U_指偏离稳态电压最低值， Pin 指输入功率 根据公式(4.14)箝位电容大小可取 50?F。采用 5 个 10?F 的 CBB 电容并联。4.5.4 功率管和整流二极管的选取 1．推挽正激变换器的特点是输入能候承受低压大电流，承受电压基本为输入电压两倍，考虑 1.5 倍余量，因此选用 1.5×2×Uinmax=1.5×2×32=96(V)，选用电 压额定值为 100V 的 MOSFET。 功率管承受输入电流平均值的一半， 输入电流平 均值约为 50A，考虑余量，选用电流额定值为 80A 的 MOSFET。2．吸收回路和逆变桥 MOSTER 因为是在变压器的副边，其承受电压最大值为 nUin=32V×10=320V，考虑余量，选用电压额定值为 500V 的 MOSFET。承 受电流为输出电流为I = I c 2 + I o 2 = (ωCU o ) 2 + ( Po 2 ) Uo(4.15)通过上面可计算的承受电流约为 10A，则考虑余量，选用电流额定值为 20A 的 功率管。46南京航空航天大学硕士学位论文3．整流二极管的选用，整流桥的功率二极管承受最高反压为 nUin=32V×10=320(V)，在能量回溃的时候，加在两端电压可能偏高，考虑约 2倍余量，选耐压为 600V 的二极管。其电流和逆变桥功率管承受电流相当，选电 流为约额定值 20A 的二极管。4.5.5 输出滤波器的设计Lf uAB Cfuo R(a) 滤波电路(b)幅频特性 图 4.11 滤波等效电路和幅频特性只要滤掉最低次谐波就可滤掉所有谐波。因此，设计逆变器滤波器的二阶LC 低通滤波器要从最低次谐波考虑。LC 滤波器等效电路如图 4.11(a)，此电路为二阶振荡环节，传递函数为G ( s) = U o ( s) R = 2 = U AB ( s ) s RCf Lf + sLf + Z L 1ω ω ? 2 + j 2δ +1 ω ω020(4.16)式(4.16)中：ω0 =1 ， ξ= Lf CfLf / Cf 2R图 4.11(b)为此滤波器的对数衰减特性曲线，它表示不同相对频率 u 值时滤 波器的衰减特性，当 u 值很小时，低频电压可以通过。当 u 值很大时，滤波器 对高频有很强的衰减作用，高频通不过该滤波器。可以看到只要 LC 滤波器选择 适当的 LfCf 值，使 LC 滤波器的谐振频率 ω 0 低于谐波频率 ω ，即 u= ω / ω 0&&1， 则 LfCf 滤波器就能衰减谐波。谐波频率 ω 越高，或 LC 滤波器的谐振频率 ω 0 越47推挽正激式高频环节逆变器研究低，则 u= }