在有关积分器的第一篇文章中峩们研究了使用恒定增益带宽乘积（恒定GBP）运算放大器的局限性，我们发现最佳的工作频率范围在运算放大器的极点频率f b与积分器的单位增益频率f 0这是环路增益 T最大化的范围，因此是实际传递函数H与理想 H Ideal的偏差最小的范围。 

现在我们希望更详细地研究这种偏差。在继續之前我们从关于积分器限制的第二篇文章中回想起H也受运放的输出阻抗 z o影响，因为z o允许运放周围的信号通过 

z o | 它比积分器的电阻R小得哆，因此可以忽略掉馈通在这种情况下，我们将回收先前文章中的发现并为图1（a）的电路写上：

图1. （a）积分器，和（b）幅度| H |的线性化圖 （顶部）和相Ph [H]（底部）

使用等式（1）和（2），我们写

表示在幅度上该电路仍充当积分器，但单位增益频率为

f 0代入等式（5），得到

90°。但是由于积分器的极对，Ph [ H ]将在其有用频率范围的低端和高端偏离90°（见图1b的底部） 

我们将在下一篇文章中看到，在基于积分器的濾波器（例如状态变量和双二阶滤波器类型）中f 0附近的相位超前误差尤其值得关注。此错误是ε φ  =

MHz的PSpice积分器（b）幅相图。

等式（6）和（7）提供了估计 ?F

我们观察到幅度误差并不一定很糟糕因为我们总是可以通过适当地预失真RC乘积的值来对其进行补偿。例如将图1中的C從159.155 pF降低到142.473 pF，而使R保持不变则会将f 0提高必要的数量，以确保?F

虽然可以通过分量值预失真轻松补偿幅度误差但相位超前误差补偿要求我們引入适量的相位超前超前，以克服由于极点频率f t引起的相位超前滞后这是造成误差的原因。 

图4. （a）具有主动补偿的PSpice积分器（b）幅相圖。

没有补偿我们衡量 ?F

图5显示了用于相位超前误差处理的另一种电路。  

图5.  另一种相位超前误差补偿电路给出ε

2。由于OA 2提供的求逆必须交换OA 1的输入，因此所得的传递函数H

附带在当经补偿的非常方便的特性非反相积分器级联连接的未补偿的反相型因此它们的相对的相位超前误差抵消彼此的。实际上图6中的光标测量结果表明 ?F