如何为D类放大器选取合适的参数
15:07:27来源: eefocus
由于BVDSS与MOSFET通态电阻RDS(on)有关,选择一个尽可能最低的BVDSS是很重要的，因为高的BVDSS将导致高的RDS(on)，从而MOSFET的功耗将更高。 如今我们已经知道MOSFET的总功耗将决定放大器的效率。这些功耗是MOSFET的传导损耗，开关功耗以及栅极电荷损耗的总和。而且，MOSFET的结温TJ和散热片的大小取决于总功耗。因此，高功耗将导致结温增加，从而增加散热器的尺寸。 由于MOSFET的传导损耗直接与RDS(on)有关，对于标准的栅控MOSFET，通常该参数都将在数据页中给出，条件是25°C和VGS=10V。放大器工作期间，RDS(on)和漏电流决定了MOSFET的传导损耗，并可以容易地通过方程3计算出来。
由于RDS(on)与温度有关，在热设计中必须注意，以避免热量溢出。此外，所有工作条件下，结温TJ(max)都不能超过数据页中的规定值。因此，计算MOSFET的传导损耗时，必须采用TJ(max)和最大I D RMS 电流条件下的RDS(on)。从图2中可看到，较低的RDS(on)将导致较低的MOSFET传导损耗，从而将得到更高的D类放大器效率。 栅极电荷Qg是另一个直接影响MOSFET开关损耗的关键参数，较低的Qg将导致更快的开关速度和更低的栅极损耗。MOSFET的开关损耗定义为：
开关损耗是MOSFET导通和关断时开关时间所引起的，可以简单地通过将开关能量Esw与放大器的PWM开关频率fsw进行相乘而获得：
开关能量Esw通过下式获得：
式中，t为开关脉冲的长度。 利用放大器参数和MOSFET的数据页，可以通过公式7求得PSWITCHING。
式中，Vbus为放大器的总线电压，tr和tf则分别是MOSFET的上升和下降时间。Coss 为MOSFET的输出电容，Qr为MOSFET的体二极管反向恢复电荷，K为系数，该系数的引入原因是考虑到MOSFET的TJ以及特定的放大器条件，如IF和dIF/dt。相类似，栅极损耗可以通过下式获得：
式中为栅极驱动器的电压。 除了像MOSFET的开关延迟时间所引起的定时误差会影响放大器的线性度，Qg也会影响放大器的线性度。然而，相对于死区时间，由MOSFET开关所引起的定时误差就显得不太重要了，故可以通过选择合适的死区时间来大幅降低该误差。实际上，MOSFETQg对放大器的效率的影响要比对线性度的影响大得多。由于可以通过优化死区时间来改善线性度，应该降低Qg，这主要是为了实现较小的开关损耗。
体二极管和效率 MOSFET的结构中有一个内置固有的反向体-漏二极管，该二极管呈现为反向恢复特性。该特性对放大器的效率和EMI性能都有影响。可以通过将反向恢复电荷Qrr(由温度、正向电流IF和dIF/dt所决定)保持在最小值，使反向恢复损耗降低到最小，从而把开关损耗降到最小。然而，死区在这里也起作用。实际上，死区时间的减小将使得换相电流在绝大部分时间内都留过MOSFET沟道，从而减小了体二极管电流，进而减小了少数载流子电荷和Qrr。不过，较小的死区时间将会引起冲击电流。这对功率桥MOSFET来说是一个存在风险的条件，这也将降低放大器的性能。因此，设计师必须选取一个最佳的死区时间，即能够大幅减小Qrr，同时又要能够改善放大器的效率和线性度。 此外，Qrr还与D类放大器的EMI贡献有关。高恢复电流再加上电路的杂散电感和电容，将会在MOSFET中产生很大的高频电流和电压瞬变振铃。于是，将会增加EMI辐射和传导噪声。因此，为了避免这种瞬变并改善EMI性能，采用较小的和软恢复电流是至关重要的。由于较小的软反向恢复将会改善放大器的效率并降低EMI，原因是MOSFET中的开关损耗和电流-电压瞬变振铃的降低。 在为D类放大器选择合适的MOSFET时需要考虑的另一个参数是晶体管的内部栅极电阻RG(int)，这是一个与温度变化有关的参数，随着温度的上升将增大。该参数影响MOSFET的通断开关时间。高RG(int)将会增加总的栅极电阻，减小栅极电流，从而增加开关时间。因此将增大MOSFET的开关损耗。此外，RG(int)的变化还会影响死区时间控制。
MOSFET封装 同等重要的还有MOSFET的封装，因为封装不仅对性能影响很大，而且还影响成本。像封装的尺寸、功耗容量、电流容量、内部电感和电阻、电气隔离和装配工艺等在确定电路的PCB板、散热器尺寸、装配工艺以及MOSFET的电气参数时都极为重要。类似地，封装热阻RθJC也会影响MOSFET的性能。简单地说，由于较低的RθJC将会减小MOSFET工作过程中的结温，从而将提供MOSFET的可靠性和性能。
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Half filter&&&&&& 半滤波器（如图2所示）减少了一个电感和两个接地的电容。剩下的电感感值必须加倍（对于半滤波器来说，C的容值等于全滤波器C1的容值）来得到正确的截止频率。该滤波器仍然在开关频率处呈现感性，因为电容器C在开关频率处看上去是短路的，而且每一个放大器都能在输出端察觉出电感器L。该应用的电源电流更低，因为总的电感值与全滤波器相比没有变，但来自电感的直流电阻（DCR）减少了，相比之下在滤波器上产生了更少的功率损失。在该应用中扬声器仍然受到保护，尽管其中一个扬声器终端是直接连接在开关波形处的。差分信号仍然被滤除并且音频输出为开关波形。虽然这类滤波器衰减了差分信号，减少了EMI，但是它并没有衰减可能导致EMI问题的共模信号。减少EMI的方法将会在后面的部分讨论。No filter&&&&&& 如果扬声器在开关频率处呈现感性，那么滤波器可以省完全省略。怎么可能省略掉滤波器并且让脉宽调制（PWM）方波直接通过扬声器呢？PWM波形是开关波形和增益后的输入音频信号的总和。人类的耳朵等效于一个带通滤波器，只能听到大约在20Hz至20kHz之间的频率。开关频率远远高于20kHz，所以增益后的输入音频信号是唯一能被听见的信号。不使用滤波器的主要弊端是开关波形耗散在了扬声器中，这样会导致更高的静态电流。这是因为扬声器既有电阻性又有抗性（Z=R+jX，其中Z是阻抗，R是电阻，X是电抗 ），然而一个LC滤波器是几乎纯抗性的。一个感性更强的扬声器的投入能够减少静态电流，因此在此应用中使用一个具有高电感值的双层或者多层音圈扬声器会更好。开关频率被耗散在扬声器中时需要注意的一点是它可能导致扬声器的损坏。一个主要关心的情况就是在放大器工作时轨至轨方波驱动扬声器导致的损坏。对于一个250kHz的开关频率来说，这不是一个问题，因为在音频频带之外扬声器纸盆运动正比于1/f^2，因此在开关频率处的纸盆运动的量比较小。如果音圈没有为额外的功率进行设计考虑的话，扬声器有可能损坏。负载的额外功率小于额外消耗的电源功率，因为器件不可能有超过100%的效率。额外攻略可用等式1来计算，其中PSW是在扬声器中额外耗散的功率，IDD(q)(with speaker load)是由扬声器负载的测得的静态电流，IDD(q)(no load or filter)是无负载时所测得的静态电流，VDD是电源电压，N是通道数。由于开关波形导致的额外功率可以被计算出。TPA005D02 EVM连接TI Plug-n-Play基础套件扬声器所测得的电源电流为83mA。无负载时的供电电流为23mA。采用5V供电，因为TPA005D02为立体声器件，故n=2,。因此，耗散在扬声器中的最大额外开关功率为150mW。原本需要3W的扬声器，无滤波器解决方案需要3.15W扬声器。另一个注意点是无滤波器的应用会导致放大器通过（放大器至扬声器的）连线辐射电磁干扰。在电磁干扰敏感的电路中，不推荐使用这种无滤波器的应用。Measured results&&&&&& 我们分别测试测试了全，半及无滤波器应用中的静态电流，总谐波失真加噪声（THD+N）和互调失真（IMD）。所有测量均使用一颗TPA005D02 D类2W放大器进行。在各种不同的情况下，使用TI TPA0102进行对比测量。我们接下来将讨论每次测试的测试方案和结果Quiescent current&&&&&& 表1中列出了全、半及无滤波器应用中的静态电流。全、半及无滤波器应用中的静态电流独立于负载并且静态电流会随着电感值变化而产生非常大的波动。然而无滤波器应用中的静态电流大小依赖于扬声器的电感值。全滤波器的静态电流值通过使用一个4Ω负载以及L1=L2=15μH，C2=C3=0.22μF，C1=1μF的滤波器测试得到，标注的元件如图1所示。图2中所示的半滤波器的静态电流值测试时，通过设定C=1μF，并且改变L的值来观察怎样增加电感值来降低输出端的波纹电流。对于4Ω负载，推荐在半滤波器中采用L=33μH，C=1μF，此时拥有29.5mA的静态电流值。对于8Ω负载，推荐在半滤波器中采用L=68μH，C=0.56μF，此时拥有25mA的静态电流值。无滤波器应用中的静态电流大小随着负载的变换而变化。对于TI PnP扬声器以及Bose 151扬声器，拥有83mA的静态电流，而对于低电感值的平板NXT扬声器，则拥有199mA的静态电流。商务笔记本中的扬声器具有更小的感值，因此其静态电流有215mA。AB类放大器拥有19mA的静态电流值，此时远比D类无滤波器应用中的静态电流值小，也小于D类全滤波器应用的静态电流值，但相比于D类半滤波器应用，AB类放大器的静态电流值并没有小很多。Total harmonic distortion plus noise（THD+N）&&&&&& 总谐波失真加噪声（THD+N）通过Audio Precision II分析仪测得。在每次测试中，截止频率为37kHz的RC滤波器被添加在了输出与地之间来滤除进入Audio Precision的共模信号。Audio Precision的带宽被设定在10Hz到22kHz之间，同时使用一个内置20kHz低通滤波器确保开关频率没有影响到THD+N的测量。限制测量带宽确保只有声频的谐波失真和噪声被测量。放大器增益设定为22.5V/V。在TPA005D02采用全、半及无滤波器的几种条件下，测得了在1kHz频率时，THD+N与输出电压的关系曲线。我们又使用TPA0102进行了同样测试。均如图3所示。D类全、半滤波器在所有的输出功率范围内，有几乎相同的THD+N性能。相比于带滤波器的TPA005D02以及TPA0102，无输出滤波器的D类放大器实际上在低输出功率时THD+N较低。对于配有全滤波器以及半滤波器的情况下，在低输出功率至中输出功率范围内，TPA0102和TPA005D02有几乎相同的THD+N性能，在高输出功率时，TPA0102有更低的THD+N值。IMD&&&&&& 当两个或者多个信号被输入进入一个放大器，互调失真（IMD）即会发生，此时不同输入频率的信号的总和与差值的信号会出现在输出端。IMD是度量一个器件线性程度的非常好的参数（IMD越低，被测试的器件线性度越高）。IMD是不同输入频率信号的和、差与原输入信号的幅度比。其中Vf是输入频率f2的电压，Vf2+f1是输入频率f1和f2的电压总和，Vf2-2f1是输入频率f1和2*f2的差值电压，等等。&&&&&& 电影与电视工程师学会（SMPTE）标准的IMD测试是最通用的IMD测试。SMPTE IMD测试输入一个低频60Hz和高频7kHz正弦波进入器件。低频正弦波的幅度是高频正弦波幅度的4倍。在AB类放大器以及D类全、半、无滤波器应用条件下，SMPTE IMD与输入电压的关系曲线可以被测得，如图4所示。测试THD+N时所采用的方法同样被IMD测试采用。全、半滤波器电路有相同的IMD，并且比AB类放大器的IMD稍微高一些。无滤波器的D类放大器拥有最低的IMD。&&&&&& CCIF（国际电话谘询委员会），或双音，IMD使用两个幅度相同的高频输入信号测试放大器的IMD。图5中的图显示了CCIF IMD与差频的关系曲线。中心频率设定为13kHz，差频从80Hz到1kHz范围扫过。带有全滤波器的D类放大器有最高的CCIF IMD，范围从0.4%到0.5%，半滤波器应用的CCIF IMD在测试频率范围内大约要小0.1%。AB类放大器有着更小的CCIF IMD，为0.05%。无输出滤波器的D类放大器有着最小的CCIF IMD，为0.01%。Design decisions based on resultsClass-D without output filter&&&&&& 相比于带滤波器的D类放大器，无输出滤波器的D类放大器只有更低的THD+N和IMD，当然它也胜过AB类器件。使用无输出滤波器的D类放大器的两个弊端是它有较高的静态电流值以及较高的EMI。通过使用高电感值的扬声器，静态电流可以更加低，但该值能否比带有滤波器的应用更低仍然不确定。EMI可以通过在放大器输出部分使用铁氧体磁珠，屏蔽式的扬声器及屏蔽式的扬声器连线等方式降低。EMI的降低还可以通过尽可能缩短放大器到扬声器的距离以及把正负端输出的连线靠的很近来减少共模辐射来实现。一个适合无滤波器的D类放大器的应用情况是静态电流值以及EMI并不重要，但是系统成本，最大功率供给以及发热非常重要的场合（例如有源音箱）。该类型的一个例子即有源音箱。无滤波器输出的D类放大器相比于输出级有滤波器的D类放大器来说效率较低，这是由于静态电流的缘故。然而D类放大器在高输出功率级时几乎拥有一样的效率（比AB类效率高2至3倍）。一个10W的有源音箱可以使用一个无输出滤波器，无散热器的D类放大器，并且使用一个比AB类放大器更低的额定功率。该应用的系统成本比带有全、半滤波器的D类放大器要低，因为滤波器被省去，并且也没有AB类放大器解决方案的系统成本昂贵。散热器也被省去，并且在10W D类无滤波器中功率供给被减少了，然而D类放大器比等效的AB类放大器稍贵一些。扬声器的电感必须很高，并且在此应用中，放大器必须靠近扬声器。Class-D with half filter&&&&&& 带有半滤波器的D类放大器有着更低的静态电流，并且在THD+N以及IMD方面与全滤波器相比表现同样出色甚至更好。静态电流随着半滤波器电感值的升高而减小。随着电感值的增加，尖峰出现在滤波器的角频率处。角频率可以设置在音频频带之外从而尖峰对于声音质量没有影响。当为一个阻性负载设计时，无论LC滤波器如何为扬声器负载设计，峰值总会发生。为4Ω阻性负载设计的半滤波器使用33μH电感和1μF电容，而为8Ω阻性负载设计时使用68μH电感和0.56μF电容。所有这些例子在角频率处均会出现峰值，这是因为在角频率处扬声器不是纯电阻性的。一个RC网络可以用来连接负载以减少负载的抗性从而限制尖峰。如果静态电流非常重要时，设计者可以增加L减小C，从而既减小了静态电流也能保持角频率不变。设计者应该在设计滤波器时将扬声器负载考虑进去从而确保角频率在音频频带之外。半滤波器唯一的弊端是它比全滤波器有更高的共模EMI（电磁干扰），这是由于半滤波器没有共模滤波器。在大多数系统中，如果使得正负输出信号路径彼此非常靠近来抵消共模辐射，则共模EMI不会成为问题。滤波器也应该尽可能的接近放大器从而减少EMI。EMI可以通过使用铁氧体磁珠、屏蔽式扬声器电缆以及使用良好的电路板布局等而被进一步减少。在电池寿命，发热，系统成本等成为非常关键因素的场合，半滤波器的D类放大器是一个理想的电路。半滤波器的D类放大器在低以及高输出功率时是最理想的电路，并且相比于全滤波器的D类放大器有着更低的成本。这些问题使得半滤波器的D类放大器成为了笔记本电脑的理想电路。笔记本电脑非常关注电池寿命、发热，同时成本也很重要。EMI问题已经被笔记本电脑的设计者充分地认识到了，因此由半滤波器产生的额外EMI不会成为问题。Class-D with full filter& & && 带有全滤波器的D类放大器，相比于无滤波器的D类放大器有着更低的IMD ，相比于半滤波器的D类放大器有着更高的静态电流。它也比其他电路有着更高的系统成本。当发热，电池寿命和EMI受关注时，设计者应该使用带有全滤波器的D类放大器。其中一个例子就是boom-box，其中放大器与AM接收器在相同的地方，同时开关频率非常接近AM接收器的解调频带。另一个例子是任何有（连接放大器到扬声器）连线的器件。连线等效为一个天线，并且如果没有过滤措施，开关频率可能辐射到附近的其他器件中。Conclusion&&&&&& 在特定的应用中减少输出滤波器是可能的。该应用文档已经说明了减少滤波器并不意味着降低质量。D类放大器无论有没有输出滤波器，均含近乎一样的THD+N。D类放大器在没有输出滤波器时实际上有着更低的IMD。通过使用半滤波器而不是全滤波器，D类放大器的静态电流值可以更低，使得D类放大器更加高效。非常关注最大发热量、供电限制而不在意EMI和静态电流的设计者可以使用无输出滤波器的D类放大器以降低成本。非常关注发热和电池寿命，并且也较为关注EMI的设计者可以使用半滤波器的D类放大器。EMI非常敏感的应用或者在D类放大器开关频率周围有器件工作的应用时应该使用一个全滤波器。References1.& “TPA005D02 Class-D Stereo Audio Power Amplifier Evaluation Module User’s Guide,” Texas Instruments Inc., September 1998, literature number SLOU032; 2.& Martin Colloms, High-Performance Loudspeakers (London: Pentech Press Limited, 1985), pp. 18-26.3.& 4.& Bob Metzler, Audio Measurement Handbook (Audio Precision, Inc., 1993), pp. 37-39;
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blogTitle:'减少D类功率放大器的输出滤波器',
blogAbstract:'Title: Reducing the output filter of a Class-D amplifierBy Mike ScoreSystem Specialist, Audio&&&&&& 一个妥善设计的D类放大器输出滤波器能限制供电电流，最小化EMI（电磁干扰）并防止扬声器被开关波形损坏。然而这也很明显地提高了总的设计成本。目前为TI TPA005D02推荐的二阶输出滤波器的成本是音频功率放大器（APA）解决方案的30%。该应用文档详细介绍了二阶巴特沃斯滤波器以及两种降低成本的滤波技术，这两种技术均提供了一个不同的性价比。第一种方案代替了巴特沃斯滤波器并减少了一半的输出滤波器，第二种选择可以完全避免滤波器的使用。这些滤波器均由德州仪器TPA005D02',
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功率放大电路原理及设计
时间: 12:35
来源:电工之家
作者:编辑部
【摘要】1．概述 传统的A类、B类、C类放大器是把有源器件(例如晶体管为讨论对象)作为电流源工作。在这些放大器中，晶体管工作在伏安特性曲线的有源区。集电极电流受基极激励信号控制作相应变化，而集电极电压是正弦波或正弦波的一部分。因此集电极在信号一周内同时存......
传统的A类、B类、C类放大器是把有源器件(例如晶体管为讨论对象)作为电流源工作。在这些放大器中，晶体管工作在伏安特性曲线的有源区。集电极电流受基极激励信号控制作相应变化，而集电极电压是正弦波或正弦波的一部分。因此集电极在信号一周内同时存在颇大的电流和电压。要消耗相当一部分功率，这就是传统放大器的能量转换效率受限制的主要原因。开关模式放大器在提高放大器效率方面做了质的改革，它把有源器件作为接通／断开的开关运用。晶体管工作在伏安特性曲线的饱和区或截止区。当晶体管被激励而接通时进入饱和区，断开时进入截止区。由于晶体管饱和压降很低，集电极功耗降到最低限度，提高了放大器的能量转换效率。一般在理想的晶体管条件下(饱和压降为零，饱和电阻为零．断开电阻为无穷大，开关时间为零)，属于开关模式工作的D类放大器，理论效率为100％，实际效率可达90％以上。而通常的A类放大器效率只有 50％，B类效率为78．5％。从中看出开关模式功率放大器在功率超声的应用中具有相当大的实际意义。
实际使用中大多数的超声波发生器都是b,c类放大器，c类居多，部分特殊用途的设计为b类。
2．D类功率放大器
推挽式D类功率放大器如图1．35所示，输入激励信号使一管导通时另一管截止，导通截止时 间各占交流半周期。这种放大器有两种组态，一种是电压开关放大器图1，35(a)；另一种是电流开关放大器(图1．35(b))。在电压开关组态中，晶体管作为电压开关工作，集电极电压为方波，串联调谐电路只让基波电流通过。因此输出电压为集电极电压的基波分量，集电极电流为半个正弦波。在电流开关组态中，晶体管起电流开关作用。扼流圈L、，维持恒定的直流馈电电流，集电极电流为方波，而集电极电压为半个正弦波。
图1．35 D类功率放大器
(a)为电压开关放大器，(b)为电流开关放大器．
这里着重介绍电压开关型放大器。在功率超声中电压型开关放大器用得较多，其原因：
一是从饱和损耗来看．电压开关放大器通常比电流开关放大器小，因为电压开关放大器中晶体管电流仅在180。饱和期间是大的，而在电流开关放大器中，整个导通角内保持峰值集电极电流；另外方波电流时的饱和电压往往要大于正弦电流下的饱和电压；
二是电流开关型的效率比电压开关型放大器低。但电流开关放大器取得功率的能力要强些；
三是在电流开关电路中，当负载R突然断开时所出现的瞬态效应，会使开关承受较高的浪涌电压，因此降低了开关元件伏安容量的利用率。同时给设计者带来一定的麻烦。
四是用相同开关元件，电流开关电路比电压开关电路的选用电源电压要低n倍，电源供出的电流大x倍。
五是负载失调时，通过电压开关的电流变小，通过电流开关的电流变大。如果设计要求发生器能在一定的失调范围内工作，则电流开关电路对晶体管伏安容量的利用率又要降低好多。
然而以上两种开关放大器其基本形式的输出特性都是恒压源性质，同时在固定负载下，伏安容量利用率相等。用相同的开关元件可以得到相同的输出功率。
电压型开关放大器还可分成并联型电压开关放大器，如图1-35(a)所示和串联型电压开关放大器，如图1．36所示。
图1．36 串联电压开关放大器
必须注意的是，无论开关如何连接，只要它们&开关出来的&是电压源，即只要它们是用作 电压开关的，那么，它们的负载只能是一个串联谐振电路。这是因为电容在这里不允许作为&开关出来的&方波电压源的负载。否则，由于电容对高次谐波的短路作用．会给开关带来危害。
串联开关电路和并联开关电路的原理是完全一样的。因此设计也是类同的，仅有的区别在于电源电压的选择方面。如果开关元件所能承受的电流和电压是一定的，那么并联接法比串联接法所选 用的电源电压应低一倍，而电源供出的电流应大一倍，举例来说，如果用串联开关选220V电压消耗4A电流，那么改用并联开关时应选110V电压消耗8A电流。
3．串联电压开关型D类功率放大器的分析与设计
我们以串联电压开关型D类功率放大器为例，如图1. 37所示，该图与图1．36实际是等效的，所不同的是图1．36中的负载Rl可看作变压器次级换能器在谐振时的纯阻反映到变压器初级的电阻。BG1与BG2为两个参数基本相同的晶体管，LC串联回路对工作频率fo谐振。
假如激励信号是频率为fo的正弦波，在正半周时，BG1饱和导通，BG2截止；负半周时BG1截止，BG2饱和导通。图1．38为其电压、电流波形。
当BG1饱和导通时，p点电压为电源电压vcc减去BG1的饱和压降vcs。当BG2饱和导通时，p点电压则为BG2的饱和压降vcs,两管参数基本相同，故vcs1=vcs2=vcs且Up为矩形波。
经过LC串联谐振回路选频滤波后．在负载电阻Rl．上就可得到频率为fo的正弦波电压ul，完成其放大功能。
由于两管轮流导通处于开关工作状态，up为矩形波，故称为电压开关型，且输出的最低谐波是三次，所以输出波形较好。
如将图1．38中UP的座标轴上移如图1．39所示。根据周期性对称方波谐波表示式：
式中Upm是方波振幅，&o是基波角频率，在D类开关电路中
当LC回路谐振于fo时，在RL上的基波电压幅度为
所以RL上的有效值电压为
放大器的输出功率：
这里IA为基波电流的有效值，其峰值为
所以流过晶体管的直流分量ICO为
电源输入功率为：
放大器的效率&为：
可见，当晶体管的饱和压降vcS愈小，则放大器的效率愈高，若VCS&0则&&100％。以上是在 电感、电容、晶体管都不计损耗的理想情况下得到的结果，实际上是有损耗的。其损耗主要存在着两类，在高频运用时，其晶体管内部损耗更不容忽视的。
(1)闭态饱和损耗 、
由(1．101)式可知．晶体管饱和压降愈大则效率越低。理论和实验可以说明，随着频率的升高和功率加大，饱和压降将迅速增大，为了减小饱和损耗，必须选用fT高的晶体管。一般来说，对小功率管(10W) f &0.01fT时才需考虑饱和压降的影响。
因为这时饱和压降随频率急剧增大，在大功率时由于电流的增加饱和压降也大大上升，因此D类放大器的效率在这些频率和电流下将急剧下降。
(2)开关过程引起的过渡损耗。
过渡损耗是由过渡瞬变过程的时间来确定，它取决于晶体管电流或电压的上升和下降时间及基极和集电极的电荷存储效应。在晶体管电流或电压上升和下降时间内，晶体管处于有源状态，要消耗一定功率。此外接通延迟时间td（由晶体管基极电容和其他电路电容的充电时间决定）和晶体管开关从饱和进入有源状态时，从基区和集电极抽出过量电荷的存储时间ts也要增大过渡损耗。延迟时间td和存储时间ts，不仅延长晶体管的开关过渡过程，而且要产生电流和电压瞬变，会使晶体管由于二次击穿或雪崩效应而损坏。
图1．40是电压开关放大器的波形。如果晶体管存储时间大于接通延迟时间，两个晶体管将同时处于闭态。大的瞬间集电极电流将通过低阻通路从集电极电源到地。不仅要降低放大器的效率，而且要使器件的可靠性降低，因为在高的集一射电压下，过大的集电极电流要使器件由于二次击穿而损坏。这种瞬态的集电极电流尖峰可以用附加基一射间的电容，增大器件接通延迟时间，限止两个晶体管都处于&闭态&的时间间隔来减弱。
ib的负脉冲愈大，持续时间愈长，ts愈长，td主要取决于集电极电荷的存储。随着工作频率的上升，晶体管的电荷存储效应愈显著，严重时可使两管同时导通，出现危险的雪崩，使晶体管损坏。集电极电荷存储时间是随着集电极电流的增加而增大，集电极电流又随基极电流增加而增大，基极电流又随激励信号的加大而增大。因此选择开关特性好，ft高且功率满足要求的晶体管，设计最佳激励，对于提高D类功率放大器的效率是完全必要的。
回路参数对p点电压有相当影响程度，图1．41为激励信号对P点波 形的影响。
在图1．36 中基极加速电容CP对p点波形的影响，CP使p点电压 波形的上升沿更徒，波形有所改善,略有提高。LC串联谐振回路对p点电压波形的影响是表演为电感上，它是放大器重要元件，要求Q值愈高愈好，若LC回路调谐不准时，尤其回路呈感性时，p点也会出现激励过大那样的波形，对影响颇大。
图1-41激励信号对p点电压波形的影响
a信号小，功率小
b信号过大，功率大，效率低
c信号适当，功率大，效率高
4．桥式功率放大器
& 开关模式功率放大器除了上面讲到的串联，并联式开关放大器外，还有桥式功率放大器，下面我们分析这种电路。
桥式功率放大器可分成半桥功率放大和全桥功率放大两种形式。半桥式的原理图如图1．42所示
由图可知，R1,R2为桥平衡电阻；C1、C2为桥臂电容，R3，R4，C3、C4为桥开关管吸收电路元件，其值可通过实验调整。桥与负载两者，通过变压器B连接。
工作原理如下；当t1时刻，U1电平触发BG1导通，i1通过BG1至变压器初级1、2向电容C2充电，同时C1上的电荷向BG1和变压器B1初级放电。从而在输出变压器B1次级感应一个正半周脉冲电压；当在t2时刻．BG2，被触发导通，i2通过电容c1，变压器初级2，1向BG2充电，而C2的电荷也经由变压器初级2，1向BG2放电。在变压器次级感应一个负半周脉冲电压，从而完成一个工作频率的周期波形。
全桥功率放大器原理如图1．43所示，如果将图1．43与图1．42相比，图1.43中BG3，BG4，两只功放管代替了图1．42中的C1、C2。由BG1，、BG2＼BG3、BG4四只功率放大管组成了一个电桥，当BG1， BG4，同时被触发导通时，电流i1经BG1,&变压器的初级&BG4到地。这时在输出变压器次级感应出 一个正半周波形电压。当BG3，BG2同时被触发导通时，电流i2经由BG3&变压器初级&BG2到地， 这时在变压器次级感应出一个负半周波形电压．从而完成了一个周期波形的电压。
桥式开关功率放大器其设计原理同串联电压开关放大器，它主要适合在大功率的超声源中。
输出功率的调整
一般采用以下两种方法
1 改变激励信号导通角
一个电路应用的实例如图所示
2 改变电源电压
可以采用可控硅调整直流电源电压或者采用开关控制切换电源变压器绕组方式。
功率放大器的保护
主要涉及过压，过流，负载开，短路保护等等，请参考相关资料.}